JPH0319723B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0319723B2 JPH0319723B2 JP56094450A JP9445081A JPH0319723B2 JP H0319723 B2 JPH0319723 B2 JP H0319723B2 JP 56094450 A JP56094450 A JP 56094450A JP 9445081 A JP9445081 A JP 9445081A JP H0319723 B2 JPH0319723 B2 JP H0319723B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- attenuation
- control voltage
- control
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid-state elements
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid-state elements in emitter-coupled or cascode amplifiers
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電圧制御可変減衰器の制御回路に関
し、特に音響機器の電子ボリユームに用いて好適
な電圧制御可変減衰器の制御回路に関するもので
ある。
し、特に音響機器の電子ボリユームに用いて好適
な電圧制御可変減衰器の制御回路に関するもので
ある。
電圧制御可変減衰器の代表的な例としては第１
図に示す如き回路がある。すなわち、バイポーラ
トランジスタQ1，Q2による差動増幅器形式とさ
れており、両トランジスタQ1，Q2のエミツタ共
通接続点と基準電圧（−Vcc）との間に設けられ
たトランジスタQ3及び抵抗R2よりなる電流源の
電流Ip1を、減衰されるべき被制御信号INに応じ
てコントロールするようになされている。そし
て、減衰量制御のためにこの差動増幅器の差動入
力に外部よりの制御電圧Vcが印加され、トラン
ジスタQ2のコレクタ抵抗R1により減衰出力OUT
が導出するように構成されてなるものである。
図に示す如き回路がある。すなわち、バイポーラ
トランジスタQ1，Q2による差動増幅器形式とさ
れており、両トランジスタQ1，Q2のエミツタ共
通接続点と基準電圧（−Vcc）との間に設けられ
たトランジスタQ3及び抵抗R2よりなる電流源の
電流Ip1を、減衰されるべき被制御信号INに応じ
てコントロールするようになされている。そし
て、減衰量制御のためにこの差動増幅器の差動入
力に外部よりの制御電圧Vcが印加され、トラン
ジスタQ2のコレクタ抵抗R1により減衰出力OUT
が導出するように構成されてなるものである。
かかる電圧制御可変減衰器の制御電圧Vc（mV）
に対する減衰量ATT（dB）の特性は第２図に示
すようになつている。すなわち、差動トランジス
タQ1，Q2の入出力伝達特性である。VBE−Ic特性
（ベース・エミツタ間電圧−コレクタ電流特性）
が非直線性を有するために、外部制御電圧Vcと
出力電流Iaとの関係は、 Ia＝Ip1／｛１＋exp（qVc／kT）｝ ……(1) と表わされる。ここに、ｑは電子電荷、ｋはボ
ルツマン定数、Ｔは絶対温度を夫々示す。従つ
て、外部制御電圧Vcをリニアに変化するものと
すれば、対数で表わした出力減衰量Ia／Ip1（dB）
は第２図のように制御電圧Vcのリニアな増大と
共に同じくリニアに増大することになる。
に対する減衰量ATT（dB）の特性は第２図に示
すようになつている。すなわち、差動トランジス
タQ1，Q2の入出力伝達特性である。VBE−Ic特性
（ベース・エミツタ間電圧−コレクタ電流特性）
が非直線性を有するために、外部制御電圧Vcと
出力電流Iaとの関係は、 Ia＝Ip1／｛１＋exp（qVc／kT）｝ ……(1) と表わされる。ここに、ｑは電子電荷、ｋはボ
ルツマン定数、Ｔは絶対温度を夫々示す。従つ
て、外部制御電圧Vcをリニアに変化するものと
すれば、対数で表わした出力減衰量Ia／Ip1（dB）
は第２図のように制御電圧Vcのリニアな増大と
共に同じくリニアに増大することになる。
かかる減衰特性を有する可変減衰器を音響機器
の電子ボリユームに用いた場合には聴感上不自然
さを招来する。一般に、音量調整ボリユームに望
まれる特性は、減衰量が大なる領域では制御電圧
に対する利得変化が大きく、減衰量が小なる領域
では制御電圧に対する利得変化が小さい特性であ
る。しかるに、第１図の回路の減衰特性は、第２
図のように制御電圧に対する減衰量の変化は全範
囲に亘つて略一様（リニア）となつており、よつ
て聴感上不自然さを与えることになるのである。
の電子ボリユームに用いた場合には聴感上不自然
さを招来する。一般に、音量調整ボリユームに望
まれる特性は、減衰量が大なる領域では制御電圧
に対する利得変化が大きく、減衰量が小なる領域
では制御電圧に対する利得変化が小さい特性であ
る。しかるに、第１図の回路の減衰特性は、第２
図のように制御電圧に対する減衰量の変化は全範
囲に亘つて略一様（リニア）となつており、よつ
て聴感上不自然さを与えることになるのである。
従つて、本発明の目的は差動増幅器型式の可変
減衰器が音響機器の音量調整用ボリユームとして
好適な動作をなすように減衰特性を制御する制御
回路を提供することである。
減衰器が音響機器の音量調整用ボリユームとして
好適な動作をなすように減衰特性を制御する制御
回路を提供することである。
本発明による電圧制御可変減衰器の制御回路
は、入出力伝達特性が非直線性を有する回路の入
力に外部制御信号を印加するようにし、この非直
線回路の出力に応じた電圧を可変減衰器である差
動増幅器の差動制御電圧とすることを特徴として
いる。
は、入出力伝達特性が非直線性を有する回路の入
力に外部制御信号を印加するようにし、この非直
線回路の出力に応じた電圧を可変減衰器である差
動増幅器の差動制御電圧とすることを特徴として
いる。
本発明の好ましい態様としての非直線回路は、
入出力伝達特性が自然対数特性を有するバイポー
ラトランジスタを有し、差動増幅器の差動対トラ
ンジスタも同じくバイポーラトランジスタにより
構成されていることを特徴としている。
入出力伝達特性が自然対数特性を有するバイポー
ラトランジスタを有し、差動増幅器の差動対トラ
ンジスタも同じくバイポーラトランジスタにより
構成されていることを特徴としている。
以下に本発明を図面を用いて説明する。
第３図は本発明の一実施例の制御回路を示す図
である。非直線性素子であるバイポーラトランジ
スタQ4及びQ5が差動対構成とされ、その定電流
源としてトランジスタQ6，Q7及び抵抗R3〜R5よ
りなるカレントミラー型式の電流源が用いられて
おり、差動アンプ型式とされている。この差動ア
ンプの差動入力にリニアなレベル変化をなす外部
制御信号VAが印加されており、トランジスタQ5
のコレクタ抵抗R6に流れる電流I1を電圧変換用の
出力負荷抵抗RLへ転送すべく、トランジスタQ8，
Q9及び抵抗R6，R7よりなるカレントミラー回路
が設けられている。そして、この負荷抵抗RLの
両端電圧が、第１図に示す差動増幅器構成の電圧
制御可変減衰器の制御電圧Vcとして用いられる
ものである。
である。非直線性素子であるバイポーラトランジ
スタQ4及びQ5が差動対構成とされ、その定電流
源としてトランジスタQ6，Q7及び抵抗R3〜R5よ
りなるカレントミラー型式の電流源が用いられて
おり、差動アンプ型式とされている。この差動ア
ンプの差動入力にリニアなレベル変化をなす外部
制御信号VAが印加されており、トランジスタQ5
のコレクタ抵抗R6に流れる電流I1を電圧変換用の
出力負荷抵抗RLへ転送すべく、トランジスタQ8，
Q9及び抵抗R6，R7よりなるカレントミラー回路
が設けられている。そして、この負荷抵抗RLの
両端電圧が、第１図に示す差動増幅器構成の電圧
制御可変減衰器の制御電圧Vcとして用いられる
ものである。
かかる構成において、差動トランジスタQ4，
Q5の入出力伝達特性であるVBE−Ic特性は、第１
図の差動増幅器の場合と同様に非直線性を有する
から、外部制御信号VAとトランジスタQ5の出力
電流I1との間には、 I1＝Ip2／｛１＋exp（qVA／kT）｝ ……(2) なる関係式が成立する。ここにIp2は差動アンプ
の定電流値を示している。この電流I1が、カレン
トミラー回路によりそのまま出力抵抗RLに転送
されるから、出力電圧Vcは次式となる。
Q5の入出力伝達特性であるVBE−Ic特性は、第１
図の差動増幅器の場合と同様に非直線性を有する
から、外部制御信号VAとトランジスタQ5の出力
電流I1との間には、 I1＝Ip2／｛１＋exp（qVA／kT）｝ ……(2) なる関係式が成立する。ここにIp2は差動アンプ
の定電流値を示している。この電流I1が、カレン
トミラー回路によりそのまま出力抵抗RLに転送
されるから、出力電圧Vcは次式となる。
Vc＝I1RL＝RLIp2／｛１＋exp（qVA／kT）｝ ……(3)
この(3)式の関係を図に示せば第４図の様に、
VA＝０のとき最大値Vc＝Ip2／２・RLなる値から自 然対数的に減少するVA−Vc曲線が得られる。尚、
VA，Vc共にリニアな目盛で示してある。すなわ
ち、第３図に示す制御回路のトランジスタの非直
線性によつて、リニアに増大する外部制御信号
VAが、自然対数的に減少する制御電圧Vcに変換
されたことになる。
VA＝０のとき最大値Vc＝Ip2／２・RLなる値から自 然対数的に減少するVA−Vc曲線が得られる。尚、
VA，Vc共にリニアな目盛で示してある。すなわ
ち、第３図に示す制御回路のトランジスタの非直
線性によつて、リニアに増大する外部制御信号
VAが、自然対数的に減少する制御電圧Vcに変換
されたことになる。
従つて、この自然対数的に減少するように変化
する制御電圧Vcを、第１図に示す可変減衰器の
制御電圧として、差動入力に印加するように用い
た場合、(3)式を(1)式に代入して次式が得られる。
する制御電圧Vcを、第１図に示す可変減衰器の
制御電圧として、差動入力に印加するように用い
た場合、(3)式を(1)式に代入して次式が得られる。
Ia＝Ip1／
〔１＋expｑ／kT｛RLIp2／１＋exp（ρVA／kT）｝〕…
…(4) この(4)式で示される回路の減衰特性は第５図に
表わされるようになる。すなわち、リニアに増大
する外部制御信号VAに対して対数で表わされた
減衰量Ia／Ip1（dB）は自然対数的に減少すること
になる。更に換言するならば、第５図の特性は減
衰量の大なる領域では制御電圧に対する利得変化
が大きく、減衰量の小なる領域では制御電圧に対
する利得変化が小さくなつており、これは音響機
器のボリユームに要求される特性に合致している
ことになる。
…(4) この(4)式で示される回路の減衰特性は第５図に
表わされるようになる。すなわち、リニアに増大
する外部制御信号VAに対して対数で表わされた
減衰量Ia／Ip1（dB）は自然対数的に減少すること
になる。更に換言するならば、第５図の特性は減
衰量の大なる領域では制御電圧に対する利得変化
が大きく、減衰量の小なる領域では制御電圧に対
する利得変化が小さくなつており、これは音響機
器のボリユームに要求される特性に合致している
ことになる。
尚、小音量時の変化をよりゆるやかに制御した
い場合には、差動アンプのトランジスタQ4，Q5
のエミツタに抵抗を挿入して、差動アンプの特性
の非直線性を修正しより直線性に近似させるよう
にすれば良い。また、定電流源電流Ip2の決定は
以下のようにする。例えばVA＝０ボルトのとき
差動アンプのバランスがとれて出力にはIp2／２
の電流が流れ、この時の出力電圧Vc＝Ip1／２・VLが 最大減衰量を決定するから、この最大減衰量を所
望に選定すれば、第２図の特性によりVcの値が
定まるので、その値に合値した電流値Ip2とすれ
ばよい。
い場合には、差動アンプのトランジスタQ4，Q5
のエミツタに抵抗を挿入して、差動アンプの特性
の非直線性を修正しより直線性に近似させるよう
にすれば良い。また、定電流源電流Ip2の決定は
以下のようにする。例えばVA＝０ボルトのとき
差動アンプのバランスがとれて出力にはIp2／２
の電流が流れ、この時の出力電圧Vc＝Ip1／２・VLが 最大減衰量を決定するから、この最大減衰量を所
望に選定すれば、第２図の特性によりVcの値が
定まるので、その値に合値した電流値Ip2とすれ
ばよい。
また、第３図の回路はこれに限定されることな
く、種々の変形が可能であり、要は非直線性素子
の入出力伝達特性を利用して、リニアな変化をな
す外部制御電圧をノンリニアな変化に変換してこ
れを差動増幅器形式の可変減衰器の制御電圧とす
ればよいものである。よつて、バイポーラトラン
ジスタに限らず電界効果トランジスタを用いても
よい。
く、種々の変形が可能であり、要は非直線性素子
の入出力伝達特性を利用して、リニアな変化をな
す外部制御電圧をノンリニアな変化に変換してこ
れを差動増幅器形式の可変減衰器の制御電圧とす
ればよいものである。よつて、バイポーラトラン
ジスタに限らず電界効果トランジスタを用いても
よい。
このように、本発明によれば極めて簡単でかつ
集積化容易な構成で音量調整用ボリユームの特性
に適した電圧制御可変減衰器が得られ、聴感特性
に対応して音量を変化せしめて違和感を与えない
電子ボリユームを構成することが出来る。
集積化容易な構成で音量調整用ボリユームの特性
に適した電圧制御可変減衰器が得られ、聴感特性
に対応して音量を変化せしめて違和感を与えない
電子ボリユームを構成することが出来る。
第１図は電圧制御可変減衰器の回路図、第２図
は第１図の回路の減衰特性図、第３図は本発明の
実施例の回路図、第４図は第３図の回路の制御電
圧変換特性図、第５図は第３図の回路の出力を第
１図の可変減衰器の制御電圧とした場合の減衰特
性図である。 主要部分の符号の説明、Q1，Q2……減衰用差
動トランジスタ、Q4，Q5……制御電圧変換用差
動トランジスタ、Q8，Q9……カレントミラー用
トランジスタ、RL……出力負荷抵抗。
は第１図の回路の減衰特性図、第３図は本発明の
実施例の回路図、第４図は第３図の回路の制御電
圧変換特性図、第５図は第３図の回路の出力を第
１図の可変減衰器の制御電圧とした場合の減衰特
性図である。 主要部分の符号の説明、Q1，Q2……減衰用差
動トランジスタ、Q4，Q5……制御電圧変換用差
動トランジスタ、Q8，Q9……カレントミラー用
トランジスタ、RL……出力負荷抵抗。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 不平衡型差動増幅器の不平衡入力端に制御電
圧を印加しこの制御電圧レベルにより前記不平衡
型差動増幅器の信号減衰量を制御するようにした
電圧制御可変減衰器の制御回路であつて、 互いのエミツタ同士が結合された差動トランジ
スタ対の一方のベースに外部制御信号の印加され
る不平衡型差動トランジスタ回路と、負荷抵抗
と、前記不平衡型差動トランジスタ回路の不平衡
出力電流を前記負荷抵抗に転送する電流ミラー回
路とを有し、 前記負荷抵抗に生じる電位差を前記制御電圧と
したことを特徴とする電圧制御可変減衰器の制御
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9445081A JPS57208718A (en) | 1981-06-18 | 1981-06-18 | Control circuit for voltage controlled variable attenuator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9445081A JPS57208718A (en) | 1981-06-18 | 1981-06-18 | Control circuit for voltage controlled variable attenuator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57208718A JPS57208718A (en) | 1982-12-21 |
| JPH0319723B2 true JPH0319723B2 (ja) | 1991-03-15 |
Family
ID=14110592
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9445081A Granted JPS57208718A (en) | 1981-06-18 | 1981-06-18 | Control circuit for voltage controlled variable attenuator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57208718A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006332797A (ja) * | 2005-05-23 | 2006-12-07 | Niigata Seimitsu Kk | 自動利得制御回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS522365A (en) * | 1975-06-24 | 1977-01-10 | Hitachi Ltd | Variable attenuator circuit |
-
1981
- 1981-06-18 JP JP9445081A patent/JPS57208718A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57208718A (en) | 1982-12-21 |
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