JPH04506286A - 対数増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 対数増幅器 （技術分野） 本発明は、対数増幅器に関し、特に正確な対数インターセプトおよびスロープを 生じる高性能の全較正された温度補償モノリシック対数増幅器に関する１、（背 景技術） 対数増幅器は、大きなダイナミック・レンジの信号に遭遇し得る多くの用途にお いて使用される。このため、対数増幅器は、例えば、広いレンジのアナログ人力 データの圧縮および指数出力を有するトランスジューサの線形化を必要とする用 途において有効である。このような装置の対数伝達機能の精度および安定度は、 対数増幅器のユーザにとって非常に重要でありかつこれらの製品の設計に対して はかなり問題となる特徴事項である１、これらの増幅器が作られる諸要素からの 温度依存性の故の誤差はかなりのものである。更に、例え温度依存性が取除かれ た後でも、設計の構造的アーキテクチャ上の細事が、特定の入力レベルの実際の 出力とこのような装置の前ダイナミック・レンジにわたる出力の最良の適合との 間に「対数一致誤差（ｌｏｇ　ｃｏｎｆｏｒｍｉｔｙ　ｅｒｒｏｒ）Ｊと呼ばれ る誤差を生じることになる。絶対的な誤差は、ある用途においては特に重要であ る。

対数コンバータが分散増幅を利用することは真実ではあるが、増幅が一般的には 主たる目的ではないため、用語「対数コンバータ」が「対数増幅器」よりも更に 正確な用語であろう。本文における力点は、主として増幅を行うことになく、む しろより良好な測定、あるいは信号変換の装置を作ることにある。大半の市販さ れた対数コンバータは、単にゆるやかな仕様がなされ較正されない不安定なもの であって、限られた範囲の用途に対して設計され、これらのコンバータは広範囲 の用途において広範囲の温度および他の条件にわたり低い絶対誤差および良好な 対数一致性が可能な高性能装置ではない。

電圧または電流の対数値を表わす出力の生成に対する３つの基本的な試みがある 。第１の試みは、指数的ＰＮ接合則に基くものである。この形式のコンバータは 、一般に低い周波数用途、特に入力が電流の形態を呈する状況に適している。

フィードバック経路にＰＮ接合（通常は、トランジスタ）を有する電位計−ブラ ット（ｇｒａｄｅ）の演算増幅器を用いて、ピコアンペアから数百マイクロアン ペアまで正確な演算が可能である。このようなコンバータの帯域幅は一般に低く 、信号に依存する。第２に、対数変換は高解像度のアナログ／ディジタル変換に 基くものであり得る。このようなシステムにおいては、入力アナログ信号が最初 にディジタル化され、次いでディジタル信号処理を用いて数学的に対数を生じる 。

後者の場合のこのような変換の精度は、入力信号が小さくなるに伴って漸進的に 低下する。対数アナログ／ディジタル・コンバータを使用することにより、数値 出力は数十単位にわたって良好な精度を維持することができる。しかし、このよ うな試みの帯域幅もまた非常に限定され、おそらくは僅かに数キロヘルツに限定 される。コンバータの第３のカテゴリーは、幾つかのカスケードの非線形増幅段 の組合わせ出力から結果として生じるある種の近似化に基き、その各々が全ダイ ナミック・レンジの僅かに小さな部分にわたって組合わせ出力に寄与する。この ような試みの利点は、低い信号レベルまでの動作を達成するため必要な出力利得 が多（の段にわたって分散されることである。その結果、全帯域幅が非常に高く なり得、かつ信号の振幅とは比較的独立的にすることができる。実際には、主な 問題は、機能の個々の部分が円滑かつ正確に結付くことを保証することである。

これらコンバータの特性は、伝達カーブにおける周期的なリップルであり、これ は単に各々が対応的に小さな利得を持つ段数を増やすことにより低減することが できる。このようなコンバータは、本文では「多段」コンバータと呼ぶ。

図１は、ｎ個の利得段１２−１乃至１２−ｎからなる多段対数コンバータ１０の 非常に基本的なシステムを示し、その各々が、利得がＧであるレンジ−Ｅ乃至＋ Ｅ内の電圧入力に対して線形である図２の応答部分１４を呈する。より大きな入 力に対しては、増大利得は１である。最終段１２−ｎの出力ｖ９，１が入力電圧 Ｖ１の対数関数を専ら段の利得Ｇに依存する任意の平滑度に略々近似化し得るこ とは周知である。

これらの段は原理的にはＤＣ結合することができるが、実際には、もし利得が手 前の段における避は得ない残留偏差電圧により大きくなれば、これはしばしば予 防されることになる。このため、このような試みに基（大半のモノリシック構成 は、多くの低周波数用途における使用を妨げる高域通過コーナ周波数としばしば ＡＣ結合される。１つのこのような市販装置は、例えば、ｌＱＭＨｚの高域コー ナを有するが、その使用可能なＪ−限周波数は約１６０ＭＨｚである３゜図３は 、対数コンバータ１６に対する僅かに異なる構成を示している。ここでも再びｎ 個の利得段１８−１乃至１８−ｎが使用され、各々が−Ｅおよび＋Ｅ　１ｆｔｌ の入力電圧に対する利得Ｇを示す図４の伝達関数を持つが、この場合は、増分利 得はより大きな振幅の電圧に対しては即時ゼロへ降下する。対数近似化は、この 時、最終段からの出力Ｖ７，１を使用するよりもむしろ加算器２０における全て の段の出力を加算することにより生起される。全伝達関数は、図１の構成により 生じるものに非常ににており、主として大きな入力に対して関数の作用方法にお いて相違する。図示の如きつながりのため、第１の利得段の出力Ｖ２がゼロ利得 の制限範囲に入ると直ちに出力Ｖ。におけるそれ以上の増加は存在せず、そのた めその後はコンバータのネット（ｎｅｔ）出力は常に低すぎる。対照的に、図１ のカスケード出力は正対数カーブよりも早く線形的に増加し続け、そのためその 最初の段が動作制限域に入った後はその出力は常に高すぎる。しかし、もし図３ の加算における入力電圧Ｖ１を含むならば、このシステムの作用は図１のシステ ムの作用に更によ（似始める。この制限機能は、リミッタ２６−（ｊ−１）乃至 ２６−　（ｋ−１）への入力が入力信号の増幅されあるいは減衰されるセグメン トから生じる図５の２４に示されるものの如き並列方式を提供するため、図３の 構成における利得機能とは切離すことができる。この試みは、多くの商業的集積 回路の対数コンバータにおいて使用される。利得要素の数におよび減衰器の数ｊ は異なり得、一方または両方がゼロであり得る。このリミッタは、単にコレクタ 電流の出力加算を非常に直線的にするオープン・コレクタを持つ差動増幅器（し ばしば、ロング・テール対と呼ばれる）でよい。全てのセグメントを１つにまと めるため必要な正確な利得あるいは減衰を達成することは、設計上の問題を提起 する。

多くの広く用いられる市販構成要素においては、基本的なロング・テール対およ びそれらの関連するバイアス回路の精度は非常に劣るものである。

図５の形式の回路は、一般に「ビデオ・対数増幅器」と呼ばれ、通常は比較的小 さなダイナミック・レンジにわたるベースバンド・モードにおいて使用される。

更に別のバリエーションは、図６に３０で示される。この種のコンバータは、利 得要２３２−１乃至３２−ｎのみならず、線形加算器の代わりに、対応するセッ トの復調器（即ち、高帯域整流器あるいは検出器）３４−１乃至３４−ｎをも含 む。このようなコンバータは、振幅変調ＲＦ大入力エンベロープを復元すること が必要である場合に使用され、本文では「復調コンバータ」と呼ぶ。出力は変調 エンベロープを復元するため低域フィルタ（図示せず）を通される。これらの回 路は、入力段の電圧偏差からの問題を避けるためしばしばＡＣ接続されるが、こ れら回路はＤＣ接続も可能である。種として復調用途に使用されるが、この種の 対数コンバータはベースバンド・モードにも使用することができる。

これらの従来技術の試みの実際の構成は、対数則関係に一致する正確な出力を生 じるそれらの能力を低下させる著しい温度依存性を免れない。

このため、低い周波数および高い周波数の両用途に対して有効な、能動的要素か らなり、従って広い温度範囲にわたりかつ大きな生産上のばらつきの存在する際 に、高精度の対数側性能を提供する装置の生産公差の温度変動に対して本質的に 影響を受けない従来技術の対数コンバータ設計は存在しない。

従って、本発明の目的は、広い周波数範囲にわたり高性能の対数増幅器を提供す ることにある。

別の目的は、温度補償された対数増幅器の提供にある。

更に別の目的は、温度の変動および生産公差に対して本質的に影響を受けず、従 って広い温度範囲にわたりかつ大きな生産上のばらつきが存在する際に高精度の 対数側性能を提供する対数コンバータ設計の提供にある。

（発明の要約） 本発明は、少なくとも一部において、図６に示される形式のものである対数コン バータを含む。利得段は完全にＤＣ接続される１、このコンバータは、図６の構 成に一般的に使用される半波整流器の代わりに、全波整流器である復調器を含む 、均衡した差信号経路を持つ、、このような特徴の組合わせは、コンバータをベ ースバンドおよび復調の両モートにおいて使用可能にする。全波整流器を使用す ることは、結果としてＡＣ用途における搬送波周波数の２倍の出力を生じること になり、変調成分を復元するため使用される低域フィルタの設計を簡単にする。

本発明では、ロフト単位のトランジスタのばらつきを含む多くの設計公差の存在 時に、温度および電源の変動極値にわたって高精度の対数別変換性能を保証する 特殊な設計手法が用いられる。

各利得段は、差動増幅器に基き、あるいは開回路モードで作動し、かつ絶対温度 に比例する共に微小なトランジスタのベータおよびベースおよびエミッタ抵抗の 効果に対して自動的に補償されるテール電流を供給するテール電流ジェネレータ によりバイアスされる「ロング・テール対」に基くものである。

復調器は、これも絶対温度に比例する非常に低い偏差電圧を使用する。

本発明の上記および他の特徴については、添付図面に関して読まれるべき以下に 述べる詳細から更によく理解されようが、この詳細な記述および図面は単に例示 であって限定ではない。

（図面の簡単な説明） 図において 図工は、従来技術による直列接続された「２つのスロープ」の対数コンバータの 概略ブロック図、 図２は、図１の利得要素の２つのスロープ応答を示す理想図、図３は、直列接続 された制限増幅器を用いる従来技術の第２の形式のに−を数コンバータの概略ブ ロック図、 図４は、図３の制限増幅器の伝達特性を示す理想図、図５は、従来技術による並 列形式の加算対数増幅器の概略ブロック図、図６は、従来技術による「連続的検 出」または「逓増圧縮」対数コンバータの概略ブロック図、 図７は、対数コンバータからの理想的な対数応答を示すグラフ、図８は、本発明 による対数コンバータの出力を示すグラフ、図９は、本発明による対数コンバー タを示すブロック図、図１０は、図９の利得段１００−ｉの各々の概略ブロック 図、図１１は、図１０のエミッタ・フォロワ１１２１および利得補償増幅器１１ ６１の概略ブロック図、 図１２は、従来技術のベースバンド対数コンバータからの出力である部分Ａから 部分Ｂに示される種々の入力までを示す概略図、図１３は、従来技術の復調対数 コンバータの種々の入力に対する応答を示す概略図、 図１４は、図１０の復調器１１４１の概略回路図、図１５は、インターセプト電 圧の温度で誘起された移動の補償に使用される本発明によるＰＴＡＴ減衰器を示 す図、 図１６は、図９の利得段１００−ｉの一実施例に対する詳細回路図、図１７は、 図９のスケール機能１０４の一実施例に対する詳細回路図、図１８は、図９のス ケール偏差ジェネレータの一実施例に対する部分的概略回路図、および 図１９は、別の温度補償ジェネレータを示す図１８のスケール偏差ジェネレータ の一実施例に対する更に詳細な回路図である。

（実施例） 図７は、瞬時入力電圧の対数に比例する瞬時電圧または電流出力を生じるデバイ スにおける理想的な対数応答４０を示す。対数は、無次元の正の量に対してのみ 確定し、従って入力電圧（または電流）は「基準」電圧（または電流）により有 効に分割されねばならない。入力電圧は変数Ｖ　ｌ　＋＋により表わされ、基準 電圧は変数Ｖ、によって表わされる。対数の値は、引数が１（ｕｎｉｔ）であり Ｖ、。＝Ｖ、である時ゼロである。変数Ｖ、は、「対数インターセプト」あるい は「インターセプト」電圧と呼ぶことができる。無論、実際の対数コンバータの 場合は、出力は実際には入力偏差電圧の効用ならびに低い人カレベルにおける近 似化機能における制限の故に人力Ｖ、に対してセａにならない、、インターセプ ト電圧は、これらのＷ１酌により影響を受けず、実際にはより高い人力と対応す る伝達関数の中心の更に略々理想的な領域からの外挿によって高い精度に定義さ れる。本発明によれば、■、は公称的に１ｍＶになるように設計により制限され 、製造中にこの値に正確に調整される。インターセプト電圧は、単に出力に対し て偏差を減算するか加算することにより変更することができる３、インターセプ ト値におけるあいまいさは人力の大きさにおける不確かさに直接変わるため、正 確なインターセプトを保持することが重要である。従って、正確なインターセプ トの保持は、本文に開示されるコンバータの設計の重要な目的である。

このように、電圧入力、電流出力型対数コンバータは、下式の全伝達関数を持た ねばならない。即ち、 但し、絶対値の符号は、全波整流器の使用の故に、いずれか一方の極性の入力に 対する出力応答が同じであることを示す。更に、対数は底１０を用いるため、■ 、は「スケーリング電流」即ち「スロープ」　（即ち、デカード（ｄｅｃａｄｅ ）当たりの電流）と見做すことができる。出力の精度はこのように、厳密に２つ の変数、Ｉ、およびＶｌ、ならびに対数関数自体に依存している。更に、後で判 るように、本発明は共にデカード当たり１ｍＡにスケールされる２つの個々の出 力電流を提供し、その第１のもの（ＬＯＧ＋０ＵＴ）はｖ、１の増加と共に正の 方向に増加し、他方（ＬＯＧ−ＯＵＴ）は負の方向に増加して共にＶ、、＝１ｍ Ｖでゼロこれらの２つの出力が図８に示される。

図９には、本発明による対数コンバータ５０のブロック図が示される。このコン バータは、複数の利得段１００−１乃至１００−ｎと、全ての利得段と共通であ る利得バイアス・ジェネレータ１０２と、スケール・バイアス・ジェネレータ１ ０４と、偏差ジェネレータ１０６とを含む。図９の事例においては、利得段数ｎ は５であるが、異なる利得段数を容易に用いることもできる。利得段の各々に対 するブロック図が図１０に示され、ある僅かな修正が各利得段において行われる が、これらは論議を不必要に複雑化しないように同じと見做すことができる。

各利得段１００−１は、差の入力および均衡出力を持つエミッタ・フォロワ１１ ２−１と、全波検出？Ｆ３１１４−ｆと、制限増幅器１１６−４とを含む。エミ ッタ・フォロワ１１２−ｉは、僅かな損失即ち約０−０７ｄＢをもたらす。増幅 器１１５−ｉは１０．０７ｄＢを生じて、その結果全段の利得は１０ｄＢとなる 。無論、この段の利得は設計上の選択事項である。

検出器からの出力は、一方が負になり（即ち、出力ノードへの電流）他方は正に なる（即ち、出力ノードからの電流）である１対の電流である。各段の負になる 出力電流はノード１１８で加算され、正になる出力電流はノード１１７で加算さ れる。偏差ジェネレータ１０６の出力もまたこれらのノードに与えられる。ノー ド１１７の出力はＬＯＧ＋ＯＵＴ信−号と呼ばれたものであり、ノード１１８出 力はＬＯＧ−ＯＵＴ信号と呼ばれたものである。

図１Ｏに示されるように、独立的な復調が各段に生じる。

２つのバイアス・ジェネレータ１０２．１０４および利得段は、広範囲の温度お よび供給電圧変動にわたり正確なスケーリングを正確に維持する共に、ロフト単 位のパラメータ変動によるスケーリングの不正確さを最小限に抑えるように特に 設計される。

制限増幅器１１６に対する回路は、テール電流が温度補償されるロング・テール 対である。この回路の詳細は、教示内容が参考のため本文に引用される本願と同 日付で出願され同じ譲受人に譲渡されたＢ、Ｇｆｌｂｅｒｔの米国特許出願第号 「利得補償を備えた差動増幅器」に開示されている。

利得バイアス・ジェネレータ１０２は、ロング・テール対におけるバイアス電流 を基本的にＰＴＡＴにさせ、また個々の段ではなくこのジェネレータが全利得を セットするように調整される。これは、各段の個々の調整の必要を避けるため利 得の充分なマツチングが達成できることを前提とし、回路の調整のため更に時間 を要することとは別に、集積回路ダイに更に８つのプローブ・バットを必要とす る。

一方、スケール・バイアス・ジェネレータ１０４は、検出段におけるバイアス電 流がデカート（ｄｅｃａｄｅ）当たり１ｍＡの出力スロープを確立するため、こ れら電流が基本的には温度的に安定するように設計される。バンド・ギャップの 原理を用いて得られる基準電圧は最初にテスト・ノードに１．２３５Ｖの目標電 圧に調整され、その後検出器が個々にスケーリングをセットするように調整され る。この電圧値は、最小の第１次温度感度を結果として生じる。各段の出力電流 は、２つ以上の対数コンバータからの出力をスケーリング精度を保持すると同時 に加算させるように絶対値に調整されねばならない。このことは、関連するバイ アス抵抗もまた絶対値で調整されることを必要とする。

偏差ジェネレータ１０６は、使用されるならば、インターセプト電圧に対する温 度補償を行い、検出段におけるゼロ信号バイアス電流出力を除去する。これらは 、スケール・バイアス・ジェネレータ１０４によりバイアスされ、正確に調整さ れねばならない。

利得段の設計 利得段１００−１乃至１ｏｏ−ｎは、ロフト単位の性能範囲を最小限に抑えるた め、温度および電力変動に安定でありかつ実質的にデバイスに依存しない１０ｄ Ｂの小さな信号電圧利得を提供しなければならない。更にまた、関連する復調段 に対するドライブが正しいレベルにあるように、ピーク出力電圧が充分に規定さ れた値に限定されねばならない。利得段に対する回路トポロジーの選択は非常に 重要である。単純な開ループ差動増幅器即ち「ロング・テール対」の使用は一般 に忌避される。これらは、必要な利得の安定性を達成するように設計することが 難しいと考えられ、またトランジスタにおける微小な電流利得（ベータ）および 理想的でないオーミック抵抗成分に対して敏感であることが知られている９、従 って、フィードバック安定な利得段、即ち必要な利得より高い開ループ利得を持 つが閉ループ利得を制御するため負のフィードバックを使用する増幅器を使用す ることは一般慣例である。この試みもまた問題を有する。利得段が制限条件にあ る時出力の揺れが非常に高くなる。このような試みにより必要とされる比較的高 いインピーダンスは、遥かに低い帯域幅を結果として生じ、過大負荷からかなり 悪い回復時間を生じることになる。更にまた、このような試みが必要とする比較 的高い電力損は他の影響を有する。例えば、利得段に対する熱作用の有害な結果 について考察しよう。ミリポルトより小さなレベルへのＤＣ接続動作を達成する ためには、電力レベルが絶対値が最小となることを保証するため大きな注意を払 うことが必要であり、これは低いコレクタ・バイアス電圧で動作することを意味 する。過大負荷からの回復は、２つの応答、即ち早い電気的応答および遅い熱的 応答からなる。例え全てではなくとも、大半の現存する対数コンバータは、部分 的に大きな電力損による劣った熱的応答を呈する。低い周波数用途では、熱的回 復は短い時間内の大きな部分の終りの終端に続（小さな信号に対する応答精度を 著しく損なうおそれがある。

本発明は、ロング・テール対に基く驚くべ（簡単な利得段を使用する。それにも 拘わらず、設計全体は上記の全ての問題を解消する。フィードバック・ネットワ ークを使用することな（安定した利得を達成するバイアス法が用いられる。厳密 な補償手法が、加算法によるのではなく、基本レベルにおいて構成される有限な ベータおよびオーミック抵抗を取扱う。ノイズおよび帯域幅の目標値に比例する 最小限度のバイアス電流およびコレクターベース電圧は熱的歪みを最小限に抑え る。

図１１において、各制限増幅器１００−ｉはトランジスタ１２２および１２４に より構成されるロング・テール対である。トランジスタ１２６および抵抗１２８ は、ロング・テール対に対する電流ソースを形成する。トランジスタ１２６のベ ースに対する適正なバイアスの付加は、前掲の米国特許出願第　号に教示される 如く、利得の補償を行う。図１１の基本利得が補償されたロング・テール対に対 しては、更なる改善がなされる。第１に、エミッタ・フォロワ１３２および１３ ４が付設されて入力を緩衝する。これらのフォロワは多（の目的に供される。第 １に、これらは小さな信号人力抵抗を約２倍の大きさだけ増やして、入力インピ ーダンスの容量性成分を減少する。第２に、これらはＤＣ接続を保持しながらこ れらの利得段を無制限にカスケード状にするため必要なレベル・シフトを生じる 。第３に、これらは以下に述べるように、復調器の電圧偏差を生じる上で有効で ある。しかし、ロング・テール対の前段にエミッタ・フォロワを使用することは 望ましくない面を有し、これはノイズ電圧における中程度の増加をもたらす結果 となる。

更にまた、利得段の設計を終るためには、ベータ感度の問題の考慮がなされる。

ロング・テール対においては、相互コンダクタンスを決定するのはコレクタ電流 であってエミッタ電流ではない。更に、電流ソース・トランジスタ１２６のベー スに加えられるバイアスは、コレクタ電流ではなくそのエミッタ電流を実際にセ ットする。エミッタからコレクタへ流れる時「アルファ」電流損を正しく勘案し ないと、約１％（おおまかに、０．１ｄＢ）の利得誤差を生じて、典型的には１ ００　ｐ　ｐ　ｍ／℃の関連温度ドリフトを生じる。最後に、ロング・テール対 （１０ｎｇ−ｔａｉｌ　ｐａｉｒ）１２２．１２４の差分入力抵抗は、エミッタ ・フォロワの差分出力抵抗により駆動され、典型的には大きさが約「１アルフア 」である損失ネットワークを形成する。このため、全アルファ関連誤差は約０． ３ｄＢになる。この誤差を補償するためには、幾つかのアルファ値は低い実質的 に一定のコレクターベース電圧に対するものであるが他は電源に依存するという 事実を勘案することも必要である。このため、トランジスタのベースに加えられ るバイアス線電圧は、因数（１４−３／ベータ）だけ増加されねばならない。も し構成を正確なものにするならば、バイアス・ジェネレータは、２つのベータ値 がＶ８、〜０および３番目のものが負の電源の大きさに略々等しいＶ　ｃ　ｅに 対するものであるという事実を勘案しなければならない。

情調器の歌肚 対数コンバータは、２つの明らかに異なるモードで動作する９７図１２の部分Ａ に示される１つのモードにおいては、出力信号１４０（例えば、１４０ａ、１４ ０ｂ、１４０Ｃ）は図１２の部分Ｂに示される入力信号１４２（例えば、１４２ ａ、１４２ｂ）に芋本的に似たスペクトルを有する。これは、ＤＣになる動作を 必要とするかあるいは必要としないビデオ即ちベースバンド・モードである。図 １３に示される第２の主要モードにおいては、入力は数マイクロボルトから数百 ミリボルトのピーク値までの大きさを有する高い周波数のＡＣ信号である。対数 コンバータ１４８は、入力（例えば、信号１４６ａまたは１４６ｂ）の増幅およ びその復調の両方に必要とされ、その結果信号のエンベロープがそれぞれ疑似Ｄ Ｃ出力１５１ａまたは１５１ｂを生じるためにフィルタ１５０を用いて整流され た波形１４９を低域フィルタ処理することにより再生することができるようにす る。このように動作するコンバータは、「連続的な検出」または「漸進的な圧縮 」対数増幅器／コンバータと呼ばれ、ソナー、オーディオあるいは汎用計器用途 における動作を除り０．１乃至ｌＱＭＨｚの範囲の高域通過コーナ周波数により 常にＡＣ接続される。本発明は、両方のモードで動作し得ると言う点で一般的で ないが、これもＤＣ接続される。

本発明に用いられる復調器は、連続的な検出対数コンバータに伝統的に用いられ る半波設計に勝る２つの重要な利点を提供する全波形式のものである。第１に、 この変調器は高い周波数成分において非常に重要なはるかに高度の回路バランス を結果としてもたらす。これはまた、例えばバイアス線におけるスニーク経路に よる高周波数不安定性の可能性を最小限に抑える。第２に、復調された出力波形 がその時信号周波数の２倍となり、これが検出に常に続く低域フィルタの設計を 簡素化する。実際に、信号入力が振幅対称方形波である特殊な場合には、フィル タ動作は原理的に全く必要でない。このことは、ダイナミック・レンジの大部分 において制限増幅器が検出に先立ち波形を圧縮するため、例え正弦波入力に対し ても略々妥当する。脈動出力電流は、略々その最大値付近に定在してサイクル毎 に僅かに２回ゼロになる。この波形は、不揃いな半正弦波よりもフィルタ処理が はるかに容易である。

復調段は、利得段をカレント・モードに変換してその加算を容易にすることによ り、対数出力に対して利得段のカスケードにおける漸進的に制限する電圧モード 信号を加算するため選択された手段として単に見ることができる。これは、各段 における相互コンダクタンス関数を必要とする。。

復調器は、スケーリングにおいて、即ち対数インターセプトおよびスロープの決 定に際して重要な役割を演じる。。

伝統的には、復調器は各増幅器の後に置かれてきた。このような構成に特別の利 点があるようには思えず、本発明は、検出器を各増幅器／リミッタの萌に置くこ とによりこのような伝統を破るものであり、これはダイナミック・レンジの−１ 一端に１０ｄＢ以上（段の利得）を加えるという利点を有する。この試みは、最 終の増幅器／リミッタが常に冗長となるように見えるが、これは実際には２つの このような対数コンバータがカスケード接続される時に用いられ、第１のコンバ ータの終段を用いて第２のコンバータの初段に必要な１０ｄＢを提供する。しか し、本発明は、最終出力段に最後の検出器を用いることを妨げるものではない。

各利得段におけるエミッタ・７オロワの後に復調器入力を接続することが、各利 得段に高いほとんどリニアな入力インピーダンスをもたらす結果となるが、復調 器の入力インピーダンスはやや低く非常に非線形となる。第２に、この試みは、 復調器の出力が依然としてアナログ・グラウンド・レベルにあり得るように、あ る必要なレベル・シフトを生じる。最後に、この試みは、復調器偏差電圧を生じ る手段を提供する。

図１４は、全波復調器の中心部を示している。これは、理想的な同じトランジス タから構成されるものとして、２つのロング・テール対１５４．１４６に基くも のである。各々は、検出器バイアスと呼ばれるテール電流１．と、検出器偏差と 呼ばれる偏差バイアス電圧Ｖ、とが供給される。共通モード成分が基本的な作用 に対して実質的に何の効果も生じないため、本文では１つの縁部を持つ信号（Ｓ ｉｎｇｌｅ−ｓｉｄｅ　ｓｉｇｎａｌ）を前提とする。しかし、実際には、入力 信号は通常は前のリミツタ段に対して均衡された電圧である。この信号は、−設 値Ｖ、とピーク値＋／−■、とを持つ。第１の検出器を除く全てにおいて、この ピーク値は例えば、前のリミツタ段からの３００Ｋにおいて約１６３．５ｍＶで 一定となる。

中心の復調回路からの対数出力は、カスケード段１６２．１６４によって緩衝さ れる、。

本分析において問題となる出力は、１６２により行われる１つのアルファ変換に より修正されるトランジスタ１５８．１６０のコレクタ電流の和であるＩ６であ る。ｎ個全ての復調器に対するＩ、の和は、コンバータからの負の出力信号ＬＯ Ｇ　−ＯＵ　Ｔである。

復調器の中心部の作用を理解するためには、復調器の偏差Ｖ、を考察することが 必要である。最初に、ゼロ信号条件と完全側限条件との間の出力の最も大きな変 化をもたらす結果となる意味で、検出器の効率を最大化する値Ｖ、が存在するこ とに注意されたい。

もしＶ□がＰＴＡＴとなるならば、ゼロ信号条件下での出力Ｉ。に達するＩ４の 一部は全ての温度に対して一定となり、全対数スロープがＴａに比例するため、 この電流もまた温度的に安定でなければならない。従って、■、８．と呼ばれる Ｉ。

のゼロ信号値は正確かつ安定しており、最後のゼロ信号出力を所要のどんな値に も置くように更に安定な電流ソースを用いて取除くことができる。これは、便利 な値に全回路に対するインターセプトを正確に置く方法を開くものである。この ため、これまで教示されてきたようにゼロ信号条件に対して検出器出力電流を略 々ゼロにするため大きな値ｖ４を用いることはもはや重要ではない。この時、Ｖ ４は、例えば検出器効率を最適化するように、あるいはより低い信号レベルに選 択することができ、これが更によりインピーダンスの使用を可能にし、これによ り更に高い帯域幅を生じる。

検出器に対するピーク人力Ｖ、もまたＰＴＡＴである。その結果、検出器段のス ケーリングは過剰温度に固定されることになり、正確な完全較正検出器の可能性 が生じる。計算により、サンプル値ロング・テール対の増幅器を用いて、■。

（検出器に対するピーク入力）が小さな信号利得に正比例して、２　Ｇ　ｋ　Ｔ ／ｑとなることが判る。３００Ｋにおける値Ｖ、＝１６３．５ｍＶ、Ｇ＝１０寡 ／２＝３゜１６２、および３００ＫにおけるｋＴ／ｑ＝２５．３５ｍＶを用いて 、検出器効率は従来技術において典型的に用いられるよりもはるかに小さな値で あるｖ６＝９１．５ｍＶでピーク値となることが判るであろう１．四に、このピ ーク値あるいはその付近で動作することにより、この電圧に対するスケーリング の感度ははるかに低下する。

上記の如く、理想的な関数は、 このように、インターセプト電圧Ｖ８の安定化は、対数コンバータが精度測定デ バイスであることが重要である。実際に、このことはＶ、がＰＴＡＴである分析 により示される。

補償を達成する１つの方法は、利得がＰＴＡＴである信号を信号入力より先行さ せることである。別の次に明瞭な方法は、出力に温度補償電流を加えることであ る。これが可能であることを調べるため、■、が下式の如く表わせると考える。

即ち、 Ｖ、＝　（Ｔ／Ｔ、）Ｖ、、　但し、Ｖ、、＝　ｋＴ、／。

但し、Ｔは実際の温度、Ｔ、はＶ、が指定される基準温度であり、■９．は所要 の固定インターセプトである。従って、式４０は下記の如（書直すことができる 。即ち、 このように、補償は、出力電流から第２項に等しい電流を差引くことにより達成 することができる。基準温度が３００にでありＩ　、＝　ｌ　ｍＡであるとすれ ば、補償電流は、 Ｉｅ、、、、＝　−１ｍＡ　ｌｏｇ　（Ｔ／３００Ｋ）土、記の説明は、負にな る出力Ｌ　ＯＧ　−ＯＵ　Ｔの取扱いを明瞭にしたものであるが、姓になる出力 ＬＯＧ＋ＯＵＴに対して同様な補償電流を用いることができることが理解されよ う。

■、の記号ＰＴＡＴを取消すためＰＴＡＴ利得を用いることは、出力分岐に高い 温度係数の抵抗を持ちその伝達分岐に固定抵抗を持つし一ネットワーク減衰器に よって達成することができる。非常に高い減衰率の場合は、実質的に電流駆動さ れる故に高い温度係数抵抗が正確にＰＴＡＴとなる必要がある。低い減衰率の場 合は、この抵抗はＰＴＡＴより高い温度依存性を持つことが必要であろう。好都 合にも、アルミニラｔ、が１０　：　１　（２０ｄＢ）の減衰器に対してちょう ど正しい温度係数を有する。更に、僅かに約３０オーｌ・の抵抗が必要とされる ため、アルミニウムの相互接続が用いられるものとして、チップの製造中に得ら れる相互接続金属から作ることができる。２層金属系を用いて、固有の特徴では ないがインダクタンスを低く保つため抵抗をそれ自体２重バックとすることがで きる。適当なＰＴＡＴ減衰器が図１７に示される。抵抗１９０は、公称的に２７ ０オームである固定抵抗である。抵抗１９２は、公称値３０オームを持つアルミ ニウム抵抗である。

インターセプト補償電流およびＰＴＡＴ減衰器が共に使用可能である。多くの状 況下では、減衰器の使用が選好されるが、信号レベルが低いような他の状況にお いては、補償電流が選好される。更に、本文に開示した形式の２つの対数コンバ ータ（各々が１つのＩＣパッケージに含まれる）を直列に用いる時、必要な温度 補償は一度だけ用いられねばならない。もしＩＣがカスケード接続されるならば 、ユーザの選択で補償を不能化する方法を提供するためにこれが必要となる。

復調モードにおいては、有効インターセプトは波形に依存する。このため、方形 波信号が上記の分析において仮定されることが判るであろう。他の信号に対して は、適当な調整が可能である。

増幅器／リミッタ 図９の利得段１００−１乃至１００−ｎは実質的に同じである。各々は、典型的 にはその差分入力と差分出力間に１０ｄＢの小さな信号利得を生じる。段１０Ｑ −ｉの典型的なものの概略回路図が図１６に示される。前掲の米国特許出願第号 において論じたように、トランジスタ２０２および２０４が古典的な「ロング・ テール対」を構成し、その利得はテール電流および負荷抵抗Ｒ１およびＲ２によ って決定される。信号入力はターミナル２０８，２１０に跨がって加えられる。

連続的な段（あるいは、別のコンバータ）を駆動するための増幅された入力信号 がノード２１２同じ２１４に現れる。、３．１６２の利得（即ち、１０ｄＢ）に 対するテール電流は、公称的に３００Ｋにおいて２．１８ｒｎＡであり、基本的 にはＰＴＡＴでなければならない。実施においては、この電流はオーミック抵抗 誤差および有限のベータ値に対する補償を含むため、基本的な理論的示唆より高 い。この調整は、利得バイアス・ジェネレータ１０２の設計により行われる。こ のバイアス設計は、利得段の各々における合理的な抵抗比を用いて利得に対する 不合理値が得られる如きものであり、これにより同様な単位抵抗の使用により製 造時の利得精度を改善する１、エミッタ・バイアス抵抗Ｒ１２ＡおよびＲ１２Ｂ 、および負荷抵抗Ｒ１およびＲ２が利得を固定する。

ＲＩＯＡおよびＲＩＯＢは、電流ソース・トランジスタＱ７Ａおよび０７Ｂのコ レクタ・キャパシタンスからのエミッタ・ノード２０６を遮断して、これにより 高い周波数におけるバイアス線の絶縁を改善するため含まれている。実際には、 第１の段以外の全ての段のこのノードには、電源からの回路の遮断を助ける均衡 した差分信号経路の故に信号電圧がほとんど現れない。ゼロ信号条件では、出力 ノード２１２および２１４は理論的にはアナログ共通値（即ち、グラウンド）よ り低い８１．７５ｍＶのＰＴＡＴであり、入力信号が存在する場合は各々が０と −１６３，５ｍＶのＰＴＡＴ間のピーク値に揺れる。実際には、トランジスタＱ ３およびＱ４に供給するテール電流を増加するバイアス補償の故に、電圧はこれ よりも僅かに高い。３００Ｋにおける１８０ｍＶのピーク出力の揺れが典型的で ある。

エミッタ・フォロワ・トランジスタＱ１およびＱ２は、典型的に１．０９ｍＡの ＰＴＡＴで動作し、その大部分はトランジスタＱ６およびＱ８によりそれぞれ供 給され、その残りはトランジスタＱ５およびＱ９によってそれぞれ供給される。

この方式は、やや狭い範囲を持ちかつ抵抗Ｒ５およびＲ１３の両端に現れる復調 器の偏差電圧Ｖ、を変化させない利得段に対する偏差電圧の調整を生じる手段を 提供する。抵抗ＲＩＩＡおよびＲＩＩＢは、復調器の偏差あるいはエミッタ・７ オロワノハイアスのいずれもこの全補償量を必要としないため、「３つのベータ 」バイアス補償の２つを除去する。

抵抗Ｒ４およびＲ１７は、第１の段１００−１におけるゼロの入力偏差電圧に微 分的に調整される。第２段においても、使用可能範囲に僅かな追加を行うか、あ るいは微小調整として第１段に対して使用するかのいずれかが有効となろう。

抵抗Ｒ３、Ｒ６、Ｒ１４およびＲ１６は、利得−バイアス線２１６に流れるトラ ンジスタＱ５、Ｑ６、Ｑ８およびＱ９のコレクターベース・キャパシタンスの変 位電流を減少させる抵抗を遮断する。これらの電流は正確に打消すべきであるが 、１００ｄＢ以上の利得およびｌＱＱＭＨｚ以上の帯域幅を持つ増幅システム全 体における不安定あるいは他のスプリアス応答をもたらすおそれがあるバイアス 線を介するスプリアス結合を避けるため充分な注意が払われてきた。全てのコレ クタ遮断抵抗は、負の電力−Ｖ、が一４ｖである時間連する電流ソース・トラン ジスタが飽和されないように選定されていた。トランジスタＱ１〜Ｑ２．２０２ ．２０４およびＱ５〜Ｑ９のベース−エミッタ電圧の組合わせは、ＰＴＡＴバイ アス電圧と共に確実に働いて、最小の供給電圧の温度依存性を仮想的に排除する 。

全波復調器は、主としてトランジスタＱ１２〜Ｑ１５からなっている。非線形性 をもたらすため必要な偏差バイアスはＰＴＡＴであり、エミッター領域スケーリ ングの使用によりこの偏差の少なくとも一部を生成することが可能であり、ある 場合にはこれを行うことが適当である。しかし、これはスケーリングされたデバ イスの等しくないコレクターベース・キャパシタンスにおける等しくない高い周 波数の変位電流をもたらす結果となる。従って、励磁された実施例においては等 しい面積のデバイスが使用され、抵抗Ｒ５およびＲ１３の両端に全偏差電圧を生 じる。

復調器の基本的作用は、負のＬ　ＯＧ　−ＯＵ　Ｔ信号を正のＬＯＧ＋ＯＵＴ信 号がその成分として見做すことにより理解することができる。ゼロ信号条件下で は、トランジスタＱ１３およびＱ１５は遮断されず、少量のテール電流を導通す る。

典型的には、テール電流の約２．８％が各コレクタに現れる。テール電流の励磁 された設計値は５６４，６μＡである。このため、各々の完全段は出力カスコー ドに対してゼロ信号電流３１．８μＡを寄！ｊする。５つの段の場合は、これは ■５９．６μＡとなる５、利得段バイアスとは対照的に、テール電流が基本的に は温度安定性を持つため、これは安定した電流である。バイアス線電圧に構成さ れる有限のベータおよびオーミック抵抗に対する補正により、テール電流は実際 には公称値より僅かに高（なる。

利得段１００−１における復調器を除く全ての復調器において、先行利得段が非 常に制限される時に最大の駆動が生じる。分析を容易にするため、ノート１８が 「ハイ」　（即ち、グラウンド即ちＣＯＭレヘレベルあり、ノート１が「ロー」 （即ち、３００°Ｋにおける公称値で−１６３，５ｍＶ）であるものとする。エ ミッタ・フォロワＱ１およびＱ２は、これらの入力端子を等しいベース−エミッ タ電圧までシフトする。その結果、トランジスタ２１５のベースは、トランジス タＱ１４のベースに対して１６３．５ｍＶ−９１−５ｍＶ＝−２２５ｍＶとなり 、この対に対するテール電流の大部分はトランジスタＱＩＯへ流れる。トランジ スタＱ１２のベースは、トランジスタＱ１３のベースに対する−１６３−　５ｍ Ｖ＋９１．５ｍＶ＝−７２ｍＶであり、そのためこの対に対するテール電流はト ランジスタＱ１３においては９４．２％（即ち、５３１．８μＡ）で分割され、 トランジスタＱ１２においては５．８％（即ち、３２．８μＡ）で分割される。

このため、カスコード・トランジスタＱｌｌにおける電流は、ゼロ信号の条件下 での３１．８μＡから全制限時の５３１．８μＡまで上昇する。このように、ゼ ロ信号と全制限時間の負の出力ターミナルにおける出力電流の変化は５００μＡ である。検出器は１０ｄＢ間隔で遣かれるため、スケーリングはシステム入力の １０ｄＢに対して５００μＡ、即ち、２０ｄＢ当たり１μＡであり、これは設計 の目的値であるデカード当たり１μＡとなる。

検出器のバイアス電流は、抵抗Ｒ１８およびＲ１９に対する調整により絶対値で 調整されて、出力電流が精度を損なうことなく組合わせることを可能にする。

調整中、全てのバイアス条件は乱されることはないが、唯一の検出段からの出力 はｒＬＯＧ−ＯＵＴＪおよびｒＬＯＧ＋０ＵＴＪ出力に達することが許される。

。 この切換えは、ブローブーパッド・ノート１９−１乃至１９−５を用いてカスコ ード・トランジスタＱＩＯおよびＱｌｌのエミッタをプル・オンすることにより ウェーハ・レベルでのレーザ・トリミング中に行われる。ダイオードＤｉおよび Ｄ２は、通常の動作中カスコード・エミッタ間の直流経路を駆出する。抵抗Ｒ２ １およびＲ２２は、制御ノードが浮遊状態のままである時、これらのダイオード には定義されたバイアス状態があることを保証する。ダイオードが有限のキャパ シタンスを持つため、これらのキャパシタンスおよびカスコードの誘導等による インピーダンスによって生じ得る共振のＱを下げるため抵抗Ｒ２０およびＲ２３ が含まれる。直列同調されるため、これらはエミッタ間に伝達される大きなＡＣ 電流量を生起し得、復調器の高い周波数の応答性に悪影響を及ぼす。

３−性：火二來−ア−ｔ／りｌ基準 図１７は、スケール・バイアス・ジェネレータ１０４に対する概略回路図を示し ている１、これは、利得セツティング基準とやや似た設計となり、これにおいて は、バンド・ギャップ・セルを使用する（先に述べたように、例えば、Ｐ、Ｈ（ ＋ｒｏｗｉｔｚおよびＷ、Ｈｉｌｌ著ｒＴｈｅ　Ａｒｔ　ｏｆ　ＥＩｅｃｔｒｏ ｎｉｃｓＪ　（Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　Ｐｒｅｓｓ、ケン ブリッジ、英国１９８０年発行、１９５−９６））が、この場合、全てのバンド ・ギャップ原理が間よする。即ち、プローブ・パッドＥに現れる電圧は、チップ の温度範囲の中心の５０℃における実質的にゼロの一次温度係数を結果として生 じる値に調整される。プローブ・パッドＥおよび−Ｖ、に対する別のＫｅｌｖｉ ｎ検出プローブが、バンド・ギャップ・セルに対する高精度のアクセスを行う。

直列接続されたピンチ抵抗Ｒ７０６ａ−Ｒ７０６ｃにより始動電流が与えられる 。トランジスタＱ７０２およびＱ７０３は、最初は弱く導通して、トランジスタ Ｑ７０４、Ｑ７１５、Ｑｌｌ３およびＱ７０８を導通させて、Ｑ７０２およびＱ ７０３が約８０μＡのＰＴＡＴを導通する回路に対する安定状態で初期の始動お よび終了を増強する。バンド・ギャップ「中枢」デバイスＱ７０９およびＱ７１ ０は、１２のエミッタ領域比を持ち、これらデバイスは抵抗Ｒ７０４およびＲ７ ０５の公称的な等個性により公称的に等価の電流で動作する。中心部のオーミッ ク抵抗誤差が存在しない時は、抵抗Ｒ７０７の両端に現れる差分ベース−エミッ タ電圧は、３００にで５４ｍＶに近い。これらのトランジスタに対する動作電流 は、抵抗Ｒ７０７により約８０μＡのＰＴＡＴにセットされる。抵抗Ｒ７０８の 両端の電圧は、公称的に５１２ｍＶのＰＴＡＴとなり、これはトランジスタＱ７ １０のベース−エミッタ電圧と加算して（−Ｖ、に対する＞１．２３５Ｖをベー ス・ノード９６に生じる。

ダミートランジスタＱ７１０ａは、セル・トランジスタのコレクタにおける漏洩 電流を等化して高温時の精度を改善するため含まれる。このデバイスのキャパシ タンスはまた、回路の高い周波数安定化における役割を演じる、。

トランジスタＱ７０６およびＱ７０７により構成される差動増幅器の動作電流は 、共通モードの制御ループ包囲トランジスタＱ７０５、および電流ミラー−トラ ンジスタＱ７１１、Ｑ１２によってセットされる。抵抗Ｒ７１０、Ｒ７１５およ びＵ７１６は、トランジスタＱ７０４のベースと実質的に同じ電圧（過剰温度時 ）にトランジスタＱ７０５のベースを置くように選定され、これにより増幅段の 総電圧を等しくする。トランジスタＱ７０５におけるバイアス電流は、約１６０ μＡのＰＴＡＴおよび５　Ｑ　Ｉｔ　ＡのＰＴＡＴの和（即ち、絶対温度の補数 ）である。主要制御ループは、トランジスタＱ７０４、Ｑ７１５およびＱｌｌ３ を包含する。トランジスタＱ７１５は、復調器段における電流ソースおよび偏差 ジェネレータを駆動する。しかし、そのエミッタ電流の大半はトランジスタＱ７ １４によって与えられる。抵抗Ｕ７１７は、専ら６０μＡのＣＴＡＴ電流を生じ るために含まれ、これはトランジスタＱ７０４がトランジスタＱ７０５と同じエ ミッタ電流で動作することを保証するため抵抗Ｒ７０４およびＲ７０５の頂部か らの１６０μＡＰＴＡＴ電流と加算する。これは、トランジスタＱ７０６および Ｑ７０７の増幅段に再び注入されるバイアス偏差電流を最小限に抑える。

トランジスタＱ７１３およびＱｌｌ４は、特殊なベータ補償を行う。この設計は 、補償の正確に計測された増分がバイアス線、この場合はノードＡに加算される 利得バイアス・ジェネレータに関して述べたものと類似の線に従う。トランジス タＱ７１３は、検出器の電流ソースであるトランジスタＱ１６およびＱ１７と同 じコレクターベース電圧および電流密度で動作する。このため、そのアルファは それらを追跡し、トランジスタＱ７１３のベースにより生じた抵抗Ｒ７１１の両 端の電圧がトランジスタＱ１６およびＱ１７におけるアルファ誤差を排除するた め必要な増分だけバイアス線を上昇させる。一方、復調器６部のトランジスタＱ ｌｌ〜Ｑ１５はＶｅｂ＝０で動作し、このため比較的低い給電電圧に感応するア ルファを有する。同じことが、カスコード・トランジスタＱ１°０およびＱｌｌ に妥当し、そのアルファは６部のトランジスタと「直列」の状態にある。このた め、トランジスタＱ７１４は、トランジスタＱ７１３の２倍の電流で動作するが 、同じ電流密度を持つように設計され、Ｒ７１１の両端に結果として生じる電圧 増分が６部およびカスコード・アルファを補償する。

スケール偏差ジェネレータ 事例の偏差ジェネレータ１０６に対する概略回路図が図１８に示される。この回 路はインターセプト電圧の正確な決定のため重要である。

負の出力ターミナルにおいては、インターセプトを１ｍＶに置（ため４１６μＡ の電流が必要とされる。これは、これは絶対的な較正状態に調整されるトランジ スタＱ８１４および抵抗Ｒ８２３によって生成される。Ｑ８１４のアルファのみ が誤差を生じるため、抵抗Ｒ８１５は２つのベータ補償項を除去する。トランジ スタＱ８０３およびＱ８０４により構成される電流ミラーが、ノードＺに偏差電 流を与える。予備電流利得は、４ユニツト基板ＰＮＰトランジスタであるトラン ジスタＱ８０１によって与えられる。トランジスタＱ８０２は、トランジスタＱ ８０１のベースを駆動する。そのベースは、抵抗Ｒ８３６により約１００μＡに バイアスされるトランジスタ８２４によってグラウンド以上のベース−エミッタ 電圧まで上昇される。従って、トランジスタＱ８０１のエミッタはグラウンドに 近く、ノードにおける出力が外部の演算増幅器の仮想グラウンドで吸収される時 、トランジスタＱ８０３およびＱ８０４のコレクタが実質的に同じコレクターベ ース電圧で動作することを保証する。これは、給電電圧＋Ｖ、に対する感度を除 去する。

抵抗Ｒ８０３およびＲ８０４は、トランジスタＱ８０３およびＱ８０４における 最小データに対して、また温度の極値に対して、ノード１３が＋Ｖ、の１ｖ以内 に移動し得るように選定される。接合コンデンサＣ８０１およびＣ８０２は、高 周波数安定性を提供する。コンデンサＣ８９０１は、１４ＭＨｚにおいて抵抗Ｒ ８０３と１つの極を形成する。コンデンサＣ８０２は、トランジスタＱ８０２を 約ＩＭＨｚにおけるゼロで分路する。相互コンダクタンスの上限を拘束して、弛 張振動の可能性を減殺するため抵抗Ｒ８０２が含まれる。抵抗Ｒ８３７は、トラ ンジスタＱ８０１のベータを乗じたトランジスタＱ８０２の漏洩電流を吸収して 、高温度時の制御の喪失を防止する。

正のｒＬＯＧ＋０ＵＴＪ出力の根源である検出器からの相補出力は、これが５０ ℃において約５．２１３１１Ａの電流を必要とするため、高い精度で相殺するこ とは更に難しい。同じ大きさの駆動電流の使用を避けるため、この相殺に用いら れた電流ミラーは１２の利得を有する３、温度に関する正確な利得を保証するた め、予備ＰＮＰフォロワ即ちトランジスタＱ８２３が含まれる。高い周波数の補 償は、トランジスタＱ８０６がその対応するトランジスタＱ８０１よりもはるか に低い電流で動作することを除いて、実質的に変化なく、ｒ、、およびコンデン サＣ８０４により生じるゼロはこの特約２ＱＱＫＨｚにある。抵抗Ｒ８０７およ びＲ８０８は、ノード１２が全温度範囲にわたる＋Ｖ、の１ｖ以内および最小Ｐ ＮＰベータに達し得ることを保証するように、またトランジスタＱ８０６が飽和 しないことを保証するように選定される。抵抗Ｒ３８３は、トランジスタＱ８２ ３により乗じられたトランジスタＱ８０６の漏洩電流を吸収する。抵抗Ｒ８１８ およびＲ８１０は、専らトランジスタＱ８１５およびＱ８１４におけるスプリア スな自励振動を最小限に抑えるために含まれる。

図１９は、先に述べた付加された温度補償ジェネレータを示す。トランジスタＱ ８０９は、１：１ミラーによりノード１３へ反射される５７０μＡの固定成分を 生成する。トランジスタＱ８１１は、−４０℃における４８８μＡから＋４０℃ における７０８μＡまで変化する温度可変成分（２７℃で２７μＡ）を生じる。

トランジスタＱ８１０は、この出力のため必要な位相であるため、正の出力ノー ドに直接与えられる別の５７０μＡの固定電流を生じる。温度に依存する成分は 、トランジスタＱ８１２により生成され、１：１２ミラーにより出力に反映され る。

これは、５７０μＡ／１２＝４’Ｉ　５μＡ＠２７℃である。

これらの電流は全て絶対値に調整されねばならず、チップ温度が正確に判らない ため、トランジスタＱ８１１およびＱ８１２のコレクタ電流は関数的に調整され ねばならない。このように、固定電流が最初に調整され、温度依存電流は各出力 に独立的にインターセプトを１ｍＶに調整するよう調整される。これは、１０ｍ Ｖ　ＩＫＨｚの方形波入力を用い、低域フィルタ処理された出力を読出して行わ れる。このように、残留する内部偏差等による入力における如何なる偏差電圧も この較正ステップにほとんど影響を及ぼすことがない。

本発明の一実施例のこれまでの詳細な説明は、単なる例示としてのみ提示された ことが理解されよう。他の構成については、本文の開示により明示されな（とも 示唆される種々の変更、修正および改善として当業者には容易に理解されよう。

従って、本文の記述は、限定ではな（例示を意図するものである。本発明は、必 要に応じて請求の範囲およびその相等内容によってのみ限定される。

ＦＩＧ、Ｉ　従来技術 ＦＩＧ、３　従来技術 ＦＩＧ、６従来技術 −ｖｓＥＦ　ＩＧ、　１４ ＦＩＧ、Ｉ５ ← 補正帯の翻訳文提出書 （特許法第１８４条の８） 平成　３年　９月２７日

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. １．瞬時入力信号に応答して対応する対数値を表わす出力信号を与える対数コン バータであって、該コンバータの性能が少なくとも一部において対数インターセ プト値および対数スロープを特徴とする対数コンバータにおいて、ａ．各々が、 （ｉ）入出力を有するトランジスタ増幅器と、（ｉｉ）全波検出器と を有する複数の利得段と、 ｂ．入力において入力信号を受取るように接続された第１の増幅器と、ｃ．入力 において前記増幅器の別のものからの出力を受取るように接続された他の各増幅 器とを設け、 ｄ．前記全波検出器の各々が電流出力を与え、該検出器の全ての電流出力が加算 されて前記コンバータ出力を生じ、 ｅ．各増幅器と関連して、該増幅器の利得を増幅器トランジスタの温度変動およ び製造公差に対して実質的に不感応にさせる安定化手段を設けてなることを特徴 とする対数コンバータ。
2. ２．前記トランジスタ増幅器がテール電流によりバイアスされる差動増幅器であ り、前記安定化手段が各増幅器に対するテール電流を生じる手段を含み、該テー ル電流は絶対温度に実質的に比例することを特徴とする請求項１記載の対数コン バータ。
3. ３．前記テール電流を生じる前記手段が、増幅トランジスタの電流利得およびそ の固有抵抗の関数であるテール電流を生じることを特徴とする請求項２記載の対 数コンバータ。
4. ４．検出器の出力電流への温度依存性を補償して対数インターセプトを安定化す る手段を更に設けてなることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の対 数コンバータ。
5. ５．前記補償手段が前記第１の増幅器の入力側に減衰器を含み、該減衰器は絶対 温度に比例する減衰率を生じることを特徴とする請求項４記載の対数コンバータ 。
6. ６．前記補償手段が、温度変動による加算電流における変化を補償する電流を加 算された検出器出力冠流に合成する手段を含むことを特徴とする請求項４記載の 対数コンバータ。