JPH0319779B2 - - Google Patents
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- JPH0319779B2 JPH0319779B2 JP62043588A JP4358887A JPH0319779B2 JP H0319779 B2 JPH0319779 B2 JP H0319779B2 JP 62043588 A JP62043588 A JP 62043588A JP 4358887 A JP4358887 A JP 4358887A JP H0319779 B2 JPH0319779 B2 JP H0319779B2
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Landscapes
- Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、受信超音波パルス信号をベースバン
ドに変換して信号処理をする超音波診断装置に関
する。
ドに変換して信号処理をする超音波診断装置に関
する。
（従来の技術）
超音波診断装置の放射超音波はパルス法診断装
置では数ＭHzの高周波信号で搬送されるパルスを
用いている。この高周波数帯の反射波を受信処理
するのに次のようなシステムが現在用いられてい
る。
置では数ＭHzの高周波信号で搬送されるパルスを
用いている。この高周波数帯の反射波を受信処理
するのに次のようなシステムが現在用いられてい
る。
(1) 高周波システム
受信波を高周波数帯で整相加算及びその他の
前処理を行つた後、対数圧縮し検波するシステ
ムである。この高周波受信波の周波数帯域は中
心周波数が3.5MHzの場合、普通2MHz程度あ
り、回路の伝送帯域幅が広帯域なので、取扱い
周波数が高周波であるのと相俟つて回路的に面
倒である。
前処理を行つた後、対数圧縮し検波するシステ
ムである。この高周波受信波の周波数帯域は中
心周波数が3.5MHzの場合、普通2MHz程度あ
り、回路の伝送帯域幅が広帯域なので、取扱い
周波数が高周波であるのと相俟つて回路的に面
倒である。
(2) 中間周波システム
受信波を一旦中間周波信号に変換して最大伝
送周波数を低く抑えて処理しようとするもの
で、中間周波信号に変換後の処理内容は前記の
高周波システムと同様に行う。中間周波システ
ムにおいても伝送帯域幅は高周波システムの場
合と同じである。但し、高周波システムに比べ
て伝送する最大周波数が1/2〜1/3になつて回路
的に楽であることと、高周波と比べて１周期の
長さが長いので遅延線にタツプを作つて各信号
を入力させて加算する整相加算に高周波の場合
ほど高精度を要求されない利点がある。
送周波数を低く抑えて処理しようとするもの
で、中間周波信号に変換後の処理内容は前記の
高周波システムと同様に行う。中間周波システ
ムにおいても伝送帯域幅は高周波システムの場
合と同じである。但し、高周波システムに比べ
て伝送する最大周波数が1/2〜1/3になつて回路
的に楽であることと、高周波と比べて１周期の
長さが長いので遅延線にタツプを作つて各信号
を入力させて加算する整相加算に高周波の場合
ほど高精度を要求されない利点がある。
(3) ベースバンド方式
受信波をベースバンド信号に変換して処理す
る方式である。両側帯波が直流を中心として分
れ、負側は正先に重なるため伝送帯域幅が高周
波システムや中間周波システムの1/2になる。
又、整相加算の精度は中間周波システムの更に
１／２〜1/3に緩和される。
る方式である。両側帯波が直流を中心として分
れ、負側は正先に重なるため伝送帯域幅が高周
波システムや中間周波システムの1/2になる。
又、整相加算の精度は中間周波システムの更に
１／２〜1/3に緩和される。
以上説明したようにベースバンド方式は高周波
システムや中間周波システムに比べて周波数が低
いため回路の構成が容易なことと、伝送帯域幅が
１／２であるため回路上処理が容易であり、又、整
相加算は精度上一層楽であり、ベースバンド方式
を採用されることが多くなつて来ている。
システムや中間周波システムに比べて周波数が低
いため回路の構成が容易なことと、伝送帯域幅が
１／２であるため回路上処理が容易であり、又、整
相加算は精度上一層楽であり、ベースバンド方式
を採用されることが多くなつて来ている。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら、ベースバンド方式では直流が中
心周波数に当るので、信号処理回路に直流オフセ
ツト又はドリフトがあると著しくエコー信号レベ
ルに誤差を生じる。この対策として従来から次の
ような手段を講じているがそれぞれに問題点があ
る。
心周波数に当るので、信号処理回路に直流オフセ
ツト又はドリフトがあると著しくエコー信号レベ
ルに誤差を生じる。この対策として従来から次の
ような手段を講じているがそれぞれに問題点があ
る。
(1) 信号処理回路用のアンプとして低ドリフト、
低オフセツト電圧のアンプを使う。しかし、ベ
ースバンド方式といつても帯域は１〜2MHzは
必要なのでそのような広帯域低オフセツトのオ
ペアンプは入手困難で且つ高価である。
低オフセツト電圧のアンプを使う。しかし、ベ
ースバンド方式といつても帯域は１〜2MHzは
必要なのでそのような広帯域低オフセツトのオ
ペアンプは入手困難で且つ高価である。
(2) 例えばオートゼロのような電気的オフセツト
補正を行う。しかし、回路が複雑となる。
補正を行う。しかし、回路が複雑となる。
(3) ベースバンド信号のうち直流成分を利用せず
10KHz〜1MHzの帯域の信号を利用する。しか
し、この方式では信号帯の最もエネルギーの大
きい帯域が抜け、SN比が劣化し、又、エコー
信号の波形が歪む。
10KHz〜1MHzの帯域の信号を利用する。しか
し、この方式では信号帯の最もエネルギーの大
きい帯域が抜け、SN比が劣化し、又、エコー
信号の波形が歪む。
本発明は上記の問題点に鑑みてなされたもの
で、その目的は、SN比の劣化を伴わない比較的
簡単で低廉な構成の、直流オフセツトの影響の無
いベースバンド方式の超音波診断装置を実現する
ことにある。
で、その目的は、SN比の劣化を伴わない比較的
簡単で低廉な構成の、直流オフセツトの影響の無
いベースバンド方式の超音波診断装置を実現する
ことにある。
（問題点を解決するための手段）
前記の問題点を解決する本発明は、受信超音波
パルス信号をベースバンドに変換して信号処理を
する超音波診断装置おいて、パルス状の包絡線を
有する高周波信号で超音波探触子を駆動して超音
波を発生させる手段、この超音波に基づく反射信
号を超音波探触子で受信して得られる受波高周波
信号をその中心周波数に一致する周波数を有する
参照信号で検波してベースバンド信号に変換する
手段、１回目と２回目とで、超音波探触子の駆動
信号の包絡線の極性と高周波信号の位相と参照信
号の位相とのうちいずれか１つを交互に反転させ
て、同一音線について超音波の送受信と受信信号
のベースバンド変換を２回ずつ行う手段、及び１
回目と２回目のベースバンド信号の差を求める手
段を具備することを特徴とするものである。
パルス信号をベースバンドに変換して信号処理を
する超音波診断装置おいて、パルス状の包絡線を
有する高周波信号で超音波探触子を駆動して超音
波を発生させる手段、この超音波に基づく反射信
号を超音波探触子で受信して得られる受波高周波
信号をその中心周波数に一致する周波数を有する
参照信号で検波してベースバンド信号に変換する
手段、１回目と２回目とで、超音波探触子の駆動
信号の包絡線の極性と高周波信号の位相と参照信
号の位相とのうちいずれか１つを交互に反転させ
て、同一音線について超音波の送受信と受信信号
のベースバンド変換を２回ずつ行う手段、及び１
回目と２回目のベースバンド信号の差を求める手
段を具備することを特徴とするものである。
（作用）
１回目の送波信号と２回目の送波信号との間で
超音波探触子の駆動信号の包絡線の極性と高周波
信号の位相とのうちいずれか１つを交互に反転さ
せた送波信号を復調し、或いは、同位相で送波さ
れた２回の送波信号に基づく２回の受波信号をそ
れぞれ位相を反転された参照信号によつて復調し
て得られるベースバンド信号に含まれる信号処理
回路に基づく直流オフセツトは、１回目と２回目
のベースバンド信号の差を求めることにより除去
される。
超音波探触子の駆動信号の包絡線の極性と高周波
信号の位相とのうちいずれか１つを交互に反転さ
せた送波信号を復調し、或いは、同位相で送波さ
れた２回の送波信号に基づく２回の受波信号をそ
れぞれ位相を反転された参照信号によつて復調し
て得られるベースバンド信号に含まれる信号処理
回路に基づく直流オフセツトは、１回目と２回目
のベースバンド信号の差を求めることにより除去
される。
（実施例）
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に
説明する。
説明する。
第１図は本発明の一実施例の多チヤネルの振動
子アレイを有する超音波診断装置のブロツク図で
ある。
子アレイを有する超音波診断装置のブロツク図で
ある。
図において、１1〜１Nは被検体に送波するパル
ス超音波の変調波であるパルスを発生するＮ個の
送波パルス発生器である。２は送波する超音波パ
ルスの搬送周波数f0の信号を発生する搬送波発生
器で、その出力は位相反転器３で位相を反転され
てスイツチ４に入力する信号と、直接スイツチ４
に入力する信号とに分離され、それぞれ接点ｂと
接点ａに入力される。スイツチ４は送波パルス発
生器１で発生したパルス毎に接点を切替えて180゜
位相の異なる２信号を交互に直列信号として変調
器５1〜５Nに入力する。６1〜６Nはτ1〜τNの遅延
量を有する送波ビームの方向等を決める遅延線で
ある。遅延線６1〜６Nで所定の各種の時間の遅延
を受けたパルス変調高周波信号はパワーアンプ７
１〜７Nを経て超音波探触子８1〜８Nに入力され
る。超音波探触子８1〜８Nは入力パルス変調高周
波信号に駆動されて超音波パルスを被検体内に送
波する。
ス超音波の変調波であるパルスを発生するＮ個の
送波パルス発生器である。２は送波する超音波パ
ルスの搬送周波数f0の信号を発生する搬送波発生
器で、その出力は位相反転器３で位相を反転され
てスイツチ４に入力する信号と、直接スイツチ４
に入力する信号とに分離され、それぞれ接点ｂと
接点ａに入力される。スイツチ４は送波パルス発
生器１で発生したパルス毎に接点を切替えて180゜
位相の異なる２信号を交互に直列信号として変調
器５1〜５Nに入力する。６1〜６Nはτ1〜τNの遅延
量を有する送波ビームの方向等を決める遅延線で
ある。遅延線６1〜６Nで所定の各種の時間の遅延
を受けたパルス変調高周波信号はパワーアンプ７
１〜７Nを経て超音波探触子８1〜８Nに入力され
る。超音波探触子８1〜８Nは入力パルス変調高周
波信号に駆動されて超音波パルスを被検体内に送
波する。
次に、超音波探触子８1〜８Nは被検体内からの
反射波を受波して電気信号に変換し受信信号とす
る。この受信信号はプリアンプ９1〜９Nで増幅さ
れ、復調器１０1〜１０N及び１１1〜１１Nに入力
される。１２1〜１２Nは搬送波発生器２の出力の
搬送波信号を参照波として、受信信号を復調する
際の搬送波信号の初期位相を合わせるための移相
器で、その出力は分離されて１つは復調器１０1
〜１０Nに入力され、他は90゜移相器１３1〜１３N
により90゜の移相遅延を受けて、復調器１１1〜１
１Nに入力される。１４1〜１４Nは復調器１０1〜
１０Nの出力に含まれる不要な高周波成分を除い
てベースバンド信号のIi信号とする低減濾波器
（LPF）、１５1〜１５Nは復調器１１1〜１１Nの出
力に含まれる不要な高周波成分を除いてベースバ
ンド信号のQi信号とする低減濾波器である。１
６は入力のIi信号とQi信号をそれぞれ別個に整相
加算するビームフオーマで、その出力のSI信号は
AD変換器１７に、SQ信号はAD変換器１８に入
力され、デイジタル信号に変換される。１９はス
イツチ４と連動して送波パルス発生器１1〜１Nの
出力パルス毎にAD変換器１７の出力信号をメモ
リ２０ａとメモリ２０ｂに切替え入力させるスイ
ツチで、２１は同様にスイツチ４と連動してAD
変換器１８の出力信号をメモリ２２ａとメモリ２
２ｂに切替え入力させるスイツチである。２３は
メモリ２０ａとメモリ２０ｂの出力信号の差の1/
２を計算する差分演算器で、２４はメモリ２２ａ
とメモリ２２ｂの出力信号の差の1/2を計算する
差分演算器２３である。２３，２４の出力は信号
合成圧縮回路２５において、合成され、対数圧縮
されてビデオ信号として出力される。
反射波を受波して電気信号に変換し受信信号とす
る。この受信信号はプリアンプ９1〜９Nで増幅さ
れ、復調器１０1〜１０N及び１１1〜１１Nに入力
される。１２1〜１２Nは搬送波発生器２の出力の
搬送波信号を参照波として、受信信号を復調する
際の搬送波信号の初期位相を合わせるための移相
器で、その出力は分離されて１つは復調器１０1
〜１０Nに入力され、他は90゜移相器１３1〜１３N
により90゜の移相遅延を受けて、復調器１１1〜１
１Nに入力される。１４1〜１４Nは復調器１０1〜
１０Nの出力に含まれる不要な高周波成分を除い
てベースバンド信号のIi信号とする低減濾波器
（LPF）、１５1〜１５Nは復調器１１1〜１１Nの出
力に含まれる不要な高周波成分を除いてベースバ
ンド信号のQi信号とする低減濾波器である。１
６は入力のIi信号とQi信号をそれぞれ別個に整相
加算するビームフオーマで、その出力のSI信号は
AD変換器１７に、SQ信号はAD変換器１８に入
力され、デイジタル信号に変換される。１９はス
イツチ４と連動して送波パルス発生器１1〜１Nの
出力パルス毎にAD変換器１７の出力信号をメモ
リ２０ａとメモリ２０ｂに切替え入力させるスイ
ツチで、２１は同様にスイツチ４と連動してAD
変換器１８の出力信号をメモリ２２ａとメモリ２
２ｂに切替え入力させるスイツチである。２３は
メモリ２０ａとメモリ２０ｂの出力信号の差の1/
２を計算する差分演算器で、２４はメモリ２２ａ
とメモリ２２ｂの出力信号の差の1/2を計算する
差分演算器２３である。２３，２４の出力は信号
合成圧縮回路２５において、合成され、対数圧縮
されてビデオ信号として出力される。
次に、上記のように構成された実施例の回路の
動作を説明する。送波パルス発生器１1〜１Nは送
波すべきパルス波を発生して変調器５1〜５Nにパ
ルス波を入力する。一方、搬送波発生器２におい
て発生した周波数f0（ω0＝2πf0）の搬送波“Asin
ω0t”はスイツチ４の接点ａに、位相反転器３に
よつて位相を反転された搬送波“−Asin ω0t”
はスイツチ４の接点ｂに入力されて、送波パルス
発生器１1〜１Nの出力パルスの度毎に切替えられ
る。スイツチ４の接点ａ，ｂから接点Ｃに交互に
出力する180゜位相の異なる搬送波は変調器５1〜
５Nにおいて変調され、“Psin ω0t”と“−Psin
ω0t”のパルス化高周波信号にされる。この高周
波パルスは、超音波ビームに構成させる液面に従
つて遅延線６1〜６Nによつてそれぞれτ1〜τNの遅
延を受け、パワーアンプ７1〜７Nで電力増幅さ
れ、超音波探触子８1〜８Nにおいて超音波パルス
に変換され、被検体内に送波される。
動作を説明する。送波パルス発生器１1〜１Nは送
波すべきパルス波を発生して変調器５1〜５Nにパ
ルス波を入力する。一方、搬送波発生器２におい
て発生した周波数f0（ω0＝2πf0）の搬送波“Asin
ω0t”はスイツチ４の接点ａに、位相反転器３に
よつて位相を反転された搬送波“−Asin ω0t”
はスイツチ４の接点ｂに入力されて、送波パルス
発生器１1〜１Nの出力パルスの度毎に切替えられ
る。スイツチ４の接点ａ，ｂから接点Ｃに交互に
出力する180゜位相の異なる搬送波は変調器５1〜
５Nにおいて変調され、“Psin ω0t”と“−Psin
ω0t”のパルス化高周波信号にされる。この高周
波パルスは、超音波ビームに構成させる液面に従
つて遅延線６1〜６Nによつてそれぞれτ1〜τNの遅
延を受け、パワーアンプ７1〜７Nで電力増幅さ
れ、超音波探触子８1〜８Nにおいて超音波パルス
に変換され、被検体内に送波される。
被検体内からの反射波は再び超音波探触子８1
〜８Nで受波され、プリアンプ９1〜９Nで増幅さ
れて復調器１０1〜１０Nと復調器１１1〜１１Nに
入力される。搬送波発生器２からの信号は受信信
号を復調するときに初期位相を調整するために移
相器１２1〜１２Nにおいて位相偏移を受ける。こ
の出力信号は分離されて１つは正弦波信号として
復調器１０1〜１０Nに入力され、他方は90゜移相
器１３1〜１３Nによつて余弦波信号にされて復調
器１１1〜１１Nに入力され、それぞれ受信信号を
復調して複素化したベースバンド信号を得る。復
調器１０1〜１０Nの出力は低域濾波器１４1〜１
４Nによつて不要な高周波成分を除かれたIi信号
であり、復調器１１1〜１１Nの出力は低減濾波器
１５1〜１５Nによつて不要な高周波成分を除かれ
たQi信号である。Ii信号とQi信号はビームフオー
マ１６においてそれぞれ整相加算されて２つの出
力信号SI及びSQとして出力される。ビームフオー
マ１６の出力信号SI及びSQは次式のとおりであ
る。
〜８Nで受波され、プリアンプ９1〜９Nで増幅さ
れて復調器１０1〜１０Nと復調器１１1〜１１Nに
入力される。搬送波発生器２からの信号は受信信
号を復調するときに初期位相を調整するために移
相器１２1〜１２Nにおいて位相偏移を受ける。こ
の出力信号は分離されて１つは正弦波信号として
復調器１０1〜１０Nに入力され、他方は90゜移相
器１３1〜１３Nによつて余弦波信号にされて復調
器１１1〜１１Nに入力され、それぞれ受信信号を
復調して複素化したベースバンド信号を得る。復
調器１０1〜１０Nの出力は低域濾波器１４1〜１
４Nによつて不要な高周波成分を除かれたIi信号
であり、復調器１１1〜１１Nの出力は低減濾波器
１５1〜１５Nによつて不要な高周波成分を除かれ
たQi信号である。Ii信号とQi信号はビームフオー
マ１６においてそれぞれ整相加算されて２つの出
力信号SI及びSQとして出力される。ビームフオー
マ１６の出力信号SI及びSQは次式のとおりであ
る。
SI＝N
〓i=1
Ii（ｔ−τi）
SQ＝N
〓i=1
Qi（ｔ−τi）
ビームフオーマ１６の出力信号の内SI信号はAD
変換器１７においてデイジタル信号に変換されて
スイツチ１９の動接点Ｃに入力される。
変換器１７においてデイジタル信号に変換されて
スイツチ１９の動接点Ｃに入力される。
スイツチ１９はスイツチ４と連動していてスイ
ツチ４の接点ａ−ｃが接続された時はスイツチ１
９においても接点ａ−ｃが接続されて出力信号は
メモリ２０ａにI+信号として格納される。スイツ
チ４の接点ｂ−ｃが接続された時はスイツチ１９
においても接点ｂ−ｃが接続されて位相反転され
た搬送波信号に基づくＩ−信号がメモリ２０ｂに
格納される。ビームフオーマ１６の出力信号の内
SQ信号は既述のSI信号の場合と同様にスイツチ２
１によりメモリ２２ａにQ+信号が、メモリ２２
ｂにＱ−信号が格納される。
ツチ４の接点ａ−ｃが接続された時はスイツチ１
９においても接点ａ−ｃが接続されて出力信号は
メモリ２０ａにI+信号として格納される。スイツ
チ４の接点ｂ−ｃが接続された時はスイツチ１９
においても接点ｂ−ｃが接続されて位相反転され
た搬送波信号に基づくＩ−信号がメモリ２０ｂに
格納される。ビームフオーマ１６の出力信号の内
SQ信号は既述のSI信号の場合と同様にスイツチ２
１によりメモリ２２ａにQ+信号が、メモリ２２
ｂにＱ−信号が格納される。
メモリ２０ａとメモリ２０ｂの出力は差分演算
器２３において、メモリ２２ａとメモリ２２ｂの
出力は差分演算器２４において、それぞれ次式の
計算をされる。
器２３において、メモリ２２ａとメモリ２２ｂの
出力は差分演算器２４において、それぞれ次式の
計算をされる。
Ｉ＝（I+−I-）／２、
Ｑ＝（Q+−Q-）／２ ……(1)
差分演算器２３，３４の演算結果のＩ、Ｑの信号
は信号合成圧縮回路２５において、次の演算の後
ビデオ信号として処理される。
は信号合成圧縮回路２５において、次の演算の後
ビデオ信号として処理される。
Sv＝（１／２）log（I2＋Q2） ……(2)
上記の動作における各信号の関係を第２図に示
す。図において、送波パルス１と２はＮ番目の音
線を形成しており、送波パルス３と４はＮ＋１番
目の音線を形成している。送波パルス１と送波パ
ルス２の搬送波（図示せず）は位相が互いに反転
しているので、受信信号I+とI-も位相が互いに反
転している。受信信号I+とQ+及び受信信号I-と
Q-はそれぞれ90゜位相がずれている信号である。
この信号I+、I-を差分演算器２３で(1)式の（1+−
I-）／２の演算を行つた信号がＩ信号である。
又、信号Q+、Q-を差分演算器２４で(1)式の（Q+
−Q-）／２の演算を行つた信号がＱ信号である。
ビデオ信号は信号合成圧縮回路２５の出力で(2)式
の演算によるSv信号で、直流オフセツトは除去
されている。
す。図において、送波パルス１と２はＮ番目の音
線を形成しており、送波パルス３と４はＮ＋１番
目の音線を形成している。送波パルス１と送波パ
ルス２の搬送波（図示せず）は位相が互いに反転
しているので、受信信号I+とI-も位相が互いに反
転している。受信信号I+とQ+及び受信信号I-と
Q-はそれぞれ90゜位相がずれている信号である。
この信号I+、I-を差分演算器２３で(1)式の（1+−
I-）／２の演算を行つた信号がＩ信号である。
又、信号Q+、Q-を差分演算器２４で(1)式の（Q+
−Q-）／２の演算を行つた信号がＱ信号である。
ビデオ信号は信号合成圧縮回路２５の出力で(2)式
の演算によるSv信号で、直流オフセツトは除去
されている。
次に、このように送波パルスが送波毎に反転さ
れ、この送波パルスに基づく受波信号を復調して
得たベースバンドの信号の差を求めることによつ
て信号処理回路の直流オフセツトが除去され、ベ
ースバンドの信号成分のみが得られる原理を説明
する。
れ、この送波パルスに基づく受波信号を復調して
得たベースバンドの信号の差を求めることによつ
て信号処理回路の直流オフセツトが除去され、ベ
ースバンドの信号成分のみが得られる原理を説明
する。
第３図は直流オフセツトの存在する信号の直流
オフセツト除去の原理説明図である。イ図はベー
スバンドに変換した２つの受信信号の波形を示す
図で、ロ図は前記イ図の受信波形を合成した図で
ある。図において、I+はメモリ２０ａに格納され
た受信信号、I-はメモリ２０ｂに格納された受信
信号で、既述のように両信号間には180゜の位相差
がある。E0は回路の直流オフセツト電圧で誤差
となるもの、Δは受信信号の直流成分で、信号と
して必要な成分である。信号の直流成分Δは位相
の反転した信号のI+、I-間では正負が逆になつて
いるが、直流オフセツト電圧のE0は同一符号で
ある。このI+、I-の信号の差を1/2にした波形ロ
図の波形で次の演算の結果の信号波形である。
オフセツト除去の原理説明図である。イ図はベー
スバンドに変換した２つの受信信号の波形を示す
図で、ロ図は前記イ図の受信波形を合成した図で
ある。図において、I+はメモリ２０ａに格納され
た受信信号、I-はメモリ２０ｂに格納された受信
信号で、既述のように両信号間には180゜の位相差
がある。E0は回路の直流オフセツト電圧で誤差
となるもの、Δは受信信号の直流成分で、信号と
して必要な成分である。信号の直流成分Δは位相
の反転した信号のI+、I-間では正負が逆になつて
いるが、直流オフセツト電圧のE0は同一符号で
ある。このI+、I-の信号の差を1/2にした波形ロ
図の波形で次の演算の結果の信号波形である。
（I+−I-）／２
＝｛（Asin ωt＋E0＋Δ）｝
−（Asin ωt＋E0−Δ）｝／２
＝Asin ωt＋Δ
従つて、直流オフセツト電圧E0は除去され、信
号電圧のみが出力される。
号電圧のみが出力される。
尚、本発明は上記の実施例に限るものではな
い。例えば本実施例では送波パルスの搬送数の位
相を交互に反転させたが、復調器の参照波の位相
を交互に反転させても良い。又、これら搬送波と
参照波の代わりに送信パルスの極性を反転させて
も良い。又、エツジトリガ形又はインパルス駆動
においては、正のパルス、負のパルスと極性反転
させて送信しても良い。メモリと差分演算は一音
線毎に処理すれば好適だが静止ターゲツトの場
合、フレームメモリを用い、フレーム間相互関処
理として実行しても良い。
い。例えば本実施例では送波パルスの搬送数の位
相を交互に反転させたが、復調器の参照波の位相
を交互に反転させても良い。又、これら搬送波と
参照波の代わりに送信パルスの極性を反転させて
も良い。又、エツジトリガ形又はインパルス駆動
においては、正のパルス、負のパルスと極性反転
させて送信しても良い。メモリと差分演算は一音
線毎に処理すれば好適だが静止ターゲツトの場
合、フレームメモリを用い、フレーム間相互関処
理として実行しても良い。
更に、AD変換器とメモリを使う代りに1Hデイ
レイライン等を用い、前回エコーを１送受サイク
ル分遅らせて差分処理するアナログ回路でも良
い。
レイライン等を用い、前回エコーを１送受サイク
ル分遅らせて差分処理するアナログ回路でも良
い。
（発明の効果）
以上詳細に説明したように本発明によれば、信
号処理回路の流送オフセツト、ドリフトが精度良
く補正でき、正確なエコー信号が再現できるよう
になり、実用上の効果は大きい。
号処理回路の流送オフセツト、ドリフトが精度良
く補正でき、正確なエコー信号が再現できるよう
になり、実用上の効果は大きい。
第１図は本発明の一実施例のブロツク図、第２
図は信号の経過図、第３図は直流オフセツト消去
の原理説明図である。 １……送波パルス発生器、２……搬送波発生
器、３……位相反転器、４，１９，２１……スイ
ツチ、５1〜５N……変調器、６1〜６N……遅延
線、８1〜８N……超音波探触子、１０1〜１０N，
１１1〜１１N……復調器、１２1〜１２N……移相
器、１３1〜１３N……90゜移相器、１６……ビー
ムフオーマ、１７，１８……AD変換器、２０
ａ，２０ｂ，２２ａ，２２ｂ……メモリ、２３，
２４……差分演算器、２５……信号合成圧縮回
路。
図は信号の経過図、第３図は直流オフセツト消去
の原理説明図である。 １……送波パルス発生器、２……搬送波発生
器、３……位相反転器、４，１９，２１……スイ
ツチ、５1〜５N……変調器、６1〜６N……遅延
線、８1〜８N……超音波探触子、１０1〜１０N，
１１1〜１１N……復調器、１２1〜１２N……移相
器、１３1〜１３N……90゜移相器、１６……ビー
ムフオーマ、１７，１８……AD変換器、２０
ａ，２０ｂ，２２ａ，２２ｂ……メモリ、２３，
２４……差分演算器、２５……信号合成圧縮回
路。
Claims (1)
- １ 受信超音波パルス信号をベースバンドに変換
して信号処理をする超音波診断装置において、パ
ルス状の包絡線を有する高周波信号で超音波探触
子を駆動して超音波を発生させる手段、この超音
波に基づく反射信号を超音波探触子で受信して得
られる受波高周波信号をその中心周波数に一致す
る周波数を有する参照信号で検波してベースバン
ド信号に変換する手段、１回目と２回目とで、超
音波探触子の駆動信号の包絡線の極性と高周波信
号の位相と参照信号の位相とのうちいずれか１つ
を交互に反転させて、同一音線について超音波の
送受信と受信信号のベースバンド変換を２回ずつ
行う手段、及び１回目と２回目のベースバンド信
号の差を求める手段を具備する超音波診断装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62043588A JPS63209631A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | 超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62043588A JPS63209631A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | 超音波診断装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63209631A JPS63209631A (ja) | 1988-08-31 |
| JPH0319779B2 true JPH0319779B2 (ja) | 1991-03-15 |
Family
ID=12667945
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62043588A Granted JPS63209631A (ja) | 1987-02-26 | 1987-02-26 | 超音波診断装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63209631A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4504303B2 (ja) * | 2005-11-21 | 2010-07-14 | アロカ株式会社 | 超音波診断装置の受信回路 |
| JP6115363B2 (ja) * | 2013-07-10 | 2017-04-19 | 株式会社デンソー | 弾性表面波センサの信号処理装置および信号処理方法 |
-
1987
- 1987-02-26 JP JP62043588A patent/JPS63209631A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63209631A (ja) | 1988-08-31 |
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