JPH0319953B2 - - Google Patents
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- JPH0319953B2 JPH0319953B2 JP54009358A JP935879A JPH0319953B2 JP H0319953 B2 JPH0319953 B2 JP H0319953B2 JP 54009358 A JP54009358 A JP 54009358A JP 935879 A JP935879 A JP 935879A JP H0319953 B2 JPH0319953 B2 JP H0319953B2
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- G06G—ANALOGUE COMPUTERS
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- G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor
- G06G7/22—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers specially adapted therefor for evaluating trigonometric functions; for conversion of co-ordinates; for computations involving vector quantities
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Description
本発明は、位相及び大きさの異なる２つの交流
信号を導入し、その電圧比を求めるベクトル電圧
比測定装置に関する。 ２つの入力信号のベクトル電圧比を求める場
合、これら入力信号を同期整流することにより基
準となる一方の入力信号と同相の成分を検出し、
次いで基準となる入力信号をπ／２ラジアンだけ
移相し再び同期整流を行うことにより直角成分を
検出し、もつて２つの信号の位相差からベクトル
電圧比を求めるという方法が従来から行われてき
た。上記方法を利用してベクトル電圧比を正確に
求めようとするとき、同期整流器に生じる位相誤
差（信号経路による位相ずれも含む）を零に近づ
けることが必要である。そうでなければ、上記同
相成分及び直角成分が正確に検出されないことに
なる。こういつた同期整流回路の位相誤差による
影響を取り除くため、同期整流回路とこれに付加
されたアナログ回路との組み合わせによるベクト
ル電圧比測定装置が知られている（例えば特公昭
53−26823「ベクトル電圧比測定装置」）。また同期
整流回路に導入される２つの信号経路に起因した
位相ずれ及び同期整流回路自身の有するオフセツ
ト位相誤差を除去するため、同期整流回路自体に
も改良が加えられている（例レば実願昭50−
79922「位相検波器の位相誤差補償装置」）。しかし
これら従来技術は複雑なアナログ技術を必要とし
ている。 よつて本発明の目的は、同期整流回路及びその
信号経路に起因する固有な位相誤差に基づく測定
誤差をデジタル的に除去せしめたベクトル電圧比
測定装置を提供せんとするものである。 本発明に係るベクトル電圧比測定装置は、２つ
の交流入力信号を選択的に切り換えて同期整流回
路の一方の入力端に導入する手段と、一方の入力
交流信号を位相シフトして該同期整流回路の他方
の入力端に導入する手段と、入力交流信号の選択
的切り換え及び位相シフトを逐次制御する手段
と、同期整流回路の出力電圧を検出する手段と、
所定の演算公式に基づき同期整流回路の出力電圧
からベクトル電圧比を計算する手段から成る。 以下、図面を用いて本発明を詳述する。 第１図は、本発明の一実施例によるベクトル電
圧比測定装置全体を示すブロツク図である。測定
せんとする第１入力信号E1及び第２入力信号E2
はそれぞれ第１入力端子２及び第２入力端子４に
導入される。また第１スイツチSW１は、位相検
波器６の一方の入力端に対し、これら入力信号
E1，E2又は接地レベルのいずれかを選択的に導
入する。ここで位相検波器６は同期検波器とも呼
ばれる。また第１入力信号E1は移相器８及び波
形整形器１０を介して、位相検波器６の他方の入
力端に導入される。ここで移相器８は第１入力信
号E1の位相を０，π／２又はπ（ラジアル）だけ
シフトする。また波形整形器１０は、移相器８か
ら送り出された信号波形をパルス（高低の２レベ
ルを有する）に変形する。そして位相検波器６の
出力信号は平滑用フイルタ１２に送られる。フイ
ルタ１２の出力信号（直流）は第２スイツチSW
２を介して積分器１４の入力端子に導入される。
本実施例では、図示される如く、演算増幅器と入
力抵抗器、帰還用コンデンサから構成される積分
器１４が用いられる。積分器１４の出力端子には
レベル比較器１６及びカウンタ１８が接続され
る。したがつて積分器１４、比較器１６、カウン
タ１８はデユアル・スロープ形電圧計を構成す
る。またカウンタ１８の計数値が応答して所定の
演算を行うため、演算回路２０がカウンタ１８に
接続されている。更に制御回路２２は第１スイツ
チSW１及び第２スイツチSW２の開閉、移相器
８の位相シフト量を逐次制御する。 第２図は第１図に示された第１入力信号E1及
び第２入力信号E2の位相関係を示すベクトル図
である。図において基準ベクトルＸと第１入力信
号E1との位相差をθ1、基準ベクトルＸと第２入
力信号E2との位相差をθ2とする。更に第１及び第
２入力信号E1，E2の基準ベクトル成分（Ｘ成分）
をそれぞれａ，ｃとし、またＹ成分をｂ，ｄとす
る。 いま Ｂ＝ｂ／ａ Ｃ＝ｃ／ａ Ｄ＝ｄ／ａ なる値にＢ，Ｃ，Ｄを定義すると、 ベクトル電圧比E2／E1＝α＋jβのα，βは次に
示す値となる。 α＝Ｃ＋BD／１＋B2 （実数部） ……（第１式） β＝Ｄ−CB／１＋B2 （虚数部） ……（第２式） 次にこれを証明する。 θ3＝θ2−θ1 ＝tan-1d／ｃ−tan-1b／ａ ＝tan-1｛ｄ／ａ）／（ｃ／ａ）｝−tan-1b／ａ ＝tan-1D／Ｃ−tan-1B tan-1｛（Ｄ／Ｃ−Ｂ）／（１＋DB／Ｃ）｝ ＝tan-1｛（Ｄ−CB）／（Ｃ＋DB）｝ そしてＰ＝（Ｄ−CB）／（Ｃ＋DB）とおくと また ｜E1｜＝√2＋2 （√2＋2）2）×ａ ＝ａ√１＋2 同様に ｜E2｜＝ａ√2＋2 よつて
信号を導入し、その電圧比を求めるベクトル電圧
比測定装置に関する。 ２つの入力信号のベクトル電圧比を求める場
合、これら入力信号を同期整流することにより基
準となる一方の入力信号と同相の成分を検出し、
次いで基準となる入力信号をπ／２ラジアンだけ
移相し再び同期整流を行うことにより直角成分を
検出し、もつて２つの信号の位相差からベクトル
電圧比を求めるという方法が従来から行われてき
た。上記方法を利用してベクトル電圧比を正確に
求めようとするとき、同期整流器に生じる位相誤
差（信号経路による位相ずれも含む）を零に近づ
けることが必要である。そうでなければ、上記同
相成分及び直角成分が正確に検出されないことに
なる。こういつた同期整流回路の位相誤差による
影響を取り除くため、同期整流回路とこれに付加
されたアナログ回路との組み合わせによるベクト
ル電圧比測定装置が知られている（例えば特公昭
53−26823「ベクトル電圧比測定装置」）。また同期
整流回路に導入される２つの信号経路に起因した
位相ずれ及び同期整流回路自身の有するオフセツ
ト位相誤差を除去するため、同期整流回路自体に
も改良が加えられている（例レば実願昭50−
79922「位相検波器の位相誤差補償装置」）。しかし
これら従来技術は複雑なアナログ技術を必要とし
ている。 よつて本発明の目的は、同期整流回路及びその
信号経路に起因する固有な位相誤差に基づく測定
誤差をデジタル的に除去せしめたベクトル電圧比
測定装置を提供せんとするものである。 本発明に係るベクトル電圧比測定装置は、２つ
の交流入力信号を選択的に切り換えて同期整流回
路の一方の入力端に導入する手段と、一方の入力
交流信号を位相シフトして該同期整流回路の他方
の入力端に導入する手段と、入力交流信号の選択
的切り換え及び位相シフトを逐次制御する手段
と、同期整流回路の出力電圧を検出する手段と、
所定の演算公式に基づき同期整流回路の出力電圧
からベクトル電圧比を計算する手段から成る。 以下、図面を用いて本発明を詳述する。 第１図は、本発明の一実施例によるベクトル電
圧比測定装置全体を示すブロツク図である。測定
せんとする第１入力信号E1及び第２入力信号E2
はそれぞれ第１入力端子２及び第２入力端子４に
導入される。また第１スイツチSW１は、位相検
波器６の一方の入力端に対し、これら入力信号
E1，E2又は接地レベルのいずれかを選択的に導
入する。ここで位相検波器６は同期検波器とも呼
ばれる。また第１入力信号E1は移相器８及び波
形整形器１０を介して、位相検波器６の他方の入
力端に導入される。ここで移相器８は第１入力信
号E1の位相を０，π／２又はπ（ラジアル）だけ
シフトする。また波形整形器１０は、移相器８か
ら送り出された信号波形をパルス（高低の２レベ
ルを有する）に変形する。そして位相検波器６の
出力信号は平滑用フイルタ１２に送られる。フイ
ルタ１２の出力信号（直流）は第２スイツチSW
２を介して積分器１４の入力端子に導入される。
本実施例では、図示される如く、演算増幅器と入
力抵抗器、帰還用コンデンサから構成される積分
器１４が用いられる。積分器１４の出力端子には
レベル比較器１６及びカウンタ１８が接続され
る。したがつて積分器１４、比較器１６、カウン
タ１８はデユアル・スロープ形電圧計を構成す
る。またカウンタ１８の計数値が応答して所定の
演算を行うため、演算回路２０がカウンタ１８に
接続されている。更に制御回路２２は第１スイツ
チSW１及び第２スイツチSW２の開閉、移相器
８の位相シフト量を逐次制御する。 第２図は第１図に示された第１入力信号E1及
び第２入力信号E2の位相関係を示すベクトル図
である。図において基準ベクトルＸと第１入力信
号E1との位相差をθ1、基準ベクトルＸと第２入
力信号E2との位相差をθ2とする。更に第１及び第
２入力信号E1，E2の基準ベクトル成分（Ｘ成分）
をそれぞれａ，ｃとし、またＹ成分をｂ，ｄとす
る。 いま Ｂ＝ｂ／ａ Ｃ＝ｃ／ａ Ｄ＝ｄ／ａ なる値にＢ，Ｃ，Ｄを定義すると、 ベクトル電圧比E2／E1＝α＋jβのα，βは次に
示す値となる。 α＝Ｃ＋BD／１＋B2 （実数部） ……（第１式） β＝Ｄ−CB／１＋B2 （虚数部） ……（第２式） 次にこれを証明する。 θ3＝θ2−θ1 ＝tan-1d／ｃ−tan-1b／ａ ＝tan-1｛ｄ／ａ）／（ｃ／ａ）｝−tan-1b／ａ ＝tan-1D／Ｃ−tan-1B tan-1｛（Ｄ／Ｃ−Ｂ）／（１＋DB／Ｃ）｝ ＝tan-1｛（Ｄ−CB）／（Ｃ＋DB）｝ そしてＰ＝（Ｄ−CB）／（Ｃ＋DB）とおくと また ｜E1｜＝√2＋2 （√2＋2）2）×ａ ＝ａ√１＋2 同様に ｜E2｜＝ａ√2＋2 よつて
【式】
E2／E1＝α＋jB
＝｜E2｜／｜E1｜cosθ3＋ｊ｜E2｜／｜E1｜sinθ3
であるから
∴α＝Ｃ＋BD／１＋B2
また
∴β＝Ｄ−CB／１＋B2
したがつてａ，ｂ，ｃ，ｄを検出することによ
り、上記計算式α，βに基づいてベクトル電圧比
を求めることができる。 第３図は、第１図に示された位相検波器６の動
作を説明した図である。第１図において、移相器
８の位相シフト量を零とした場合、整形器１０の
出力パルス３０と第１入力信号E1との間には等
価的にθ1の位相差が生じるものとする。即ちこの
位相差θ1は、位相検波器６の動作が理想的である
と仮定した場合に、第１入力端子２と位相検波器
６との間の信号経路（整形器１０を含む）に起因
して生ずると考えられ、微小ながら避けることの
できない位相誤差である。したがつて移相器８に
おける位相シフト量をπ／２とした場合には、出
力パルス３０と第１入力信号E1との間には
（π／２＋θ1）の位相差が生じることになる。 よつて第３図に示された波形イは第１入力信号
E1を示し、波形ロは移相器８の位相シフト量を
零とした場合の出力パルス３０を示している。こ
れら信号イ，ロの間には、上述の如く、位相差θ1
が生じる。そしてスイツチSW1（第１図参照）が
第１入力端子２側に倒されているとき、第１入力
信号E1イ及び出力パルス３０ロを導入した位相
検波器６からは、波形ハで示される検波信号３２
が送り出される。換言すれば検波信号３２ハは、
出力パルス３０ロと同相の第１入力信号成分を表
わすことになる。これを第２図に示したベクトル
図にあてはめてみると、出力パルス３０ロは基準
ベクトルＸに対応し、検波信号３２ハは基準ベク
トル上のａ点に対応する。 第３図に示された波形ニは、移相器の位相シフ
ト量をπ／２とした場合の出力パルス３０を示
し、波形ホは第１入力信号E1イ及び出力パルス
３０ニを導入した位相検波器６の検波信号３２を
示している。したがつてこれを第２図に示したベ
クトル図にあてはめてみると、出力パルス３０ニ
は直角基準ベクトルＹに対応し、検波信号３２ホ
は直角基準ベクトル上のｂ点に対応する。 第２図に示された第２入力信号E2についても
同様に考えることができる。即ち基準ベクトルＸ
と同相の成分ｃは； 第１スイツチSW1を第２入力端子４側
に倒す。 移相器８の位相シフト量を零とする。 ことにより検出される。 また直角基準ベクトルＹと同相の成分ｄは； 第１スイツチSW1を第２入力端子４側
に倒す。 移相器８の位相シフト量をπ／２とす
る。ことにより検出される。 なお基準ベクトルＸの「−ａ」点に相当する信
号は； 第１スイツチSW1を第１入力端子２側
に倒す。 位相器８の位相シフト量をπとする。 ことにより検出される。即ち位相検波器６から送
り出される信号３２は、第３図の波形ハに示され
る信号をレベル反転したものとなる。 位相検波器６の検波信号３２は交流であるた
め、フイルタ１２により平滑される。したがつて
積分器１４には直流電圧が印加される。 以上説明した如く、第１スイツチSW1及び移
相器８の設定（制御回路２２により制御される）
により、第１及び第２入力信号E1，E2の基準ベ
クトルＸに対する同相成分ａ，ｃ、直角成分ｂ，
ｄ及び逆相成分−ａを求めることができる。次
に、第１図に示された装置及び第１式，第２式
（E2／E1＝α＋jβを求める式）を用いて、ベクト
ル電圧比を求める手順を示す。 第４図はベクトル電圧比を求めるためのシーケ
ンスを示した表である。図示された（）〜
（）のステツプは、それぞれ充電及び放電から
成る１ステツプを示している。また図示された鋸
歯状波は、積分器１４の出力電圧を示している。
以下第１図を参照して各ステツプの動作を説明す
る。なお積分器１４の出力電圧は入力信号の極性
により上昇又は下降するが、本質的問題でないの
で、本実施例においては上昇するものと仮定す
る。 § 第（）ステツプ 第１スイツチSW1を接地側に倒す。 移相器８の位相シフト量を零に設定する。 第２スイツチSW2をONして一定時（Tc秒）
だけ積分を行う。 第１スイツチSW1を第１入力端子２側に倒
すと同時に、移相器８の位相シフト量をπに設
定する。このことにより「−ａ」ボルトによる
積分（即ち放電）が引き続いて行われる。 積分器１４の出力電圧が所定レベルに降下し
たとき第２スイツチSW2をOFFする（T1秒
後）。 本ステツプは積分器１４の有するオフセツト誤差
を補償するために行われる。したがつて積分器１
４の動作が理想的である場合には必要ない。ここ
で（Tc秒間の積分によつて生じるオフセツト電
圧）÷ａ＝T1／Tcである。ここでT1／Tcはカウ
ンタ１８及び演算回路２０により求められる。 § 第（）ステツプ 第１ステツプSW1を第１入力端子２側に倒
す。 移相器８の位相シフト量をπ／２とする。 第２スイツチSW2をONして一定期間（Tc
秒）だけ積分を行う。即ち第１入力信号E1の
直角成分電圧ｂで積分を行うことになる。 移相器８の位相シフト量をπに設定する。 第１スイツチSW1はそのままの位置を保持す
る。このことにより「−ａ」ボルトによる積分
（即ち放電）が引き続いて行われる。 積分器１４の出力電圧が所定レベルに降下し
たとき第２スイツチSW2をOFFする（T2秒
後）。 そしてT2／Tcを計算することによりＢ＝ｂ／
ａを求めることができる（∴ｂ／ａ＝T2／Tc）。
但し第（）ステツプにおいて積分器１４のオフ
セツト誤差が検出された場合 Ｂ＝（ｂ／ａ）−（オフセツト電圧／ａ） としなければならない。 第（）ステツプ 第１スイツチSW1を第２入力端子(4)側に倒
す。 移相器８の位相シフト量を零とする。 第２スイツチSW2をONして一定期間（Tc
秒）だけ積分を行う。即ち第２入力信号E2の
同相成分電圧Ｃで積分を行うことになる。 第１スイツチSW1を第１入力端子(2)側に倒
すと同時に、移相器８の位相シフト量をπに設
定する。このことにより「−ａ」ボルトによる
積分（即ち放電）が引き続いて行われる。 積分器１４の出力電圧が所定レベルに降下し
たとき、第２スイツチSW2をOFFする（T3秒
後）。 そして、T3／Tcを計算することによりＣ＝
ｃ／ａを求めることができる（∴ｃ／ａ＝T3／
Tc）。但し第（）ステツプにおいて積分器１４
のオフセツト誤差が検出された場合 Ｃ＝（ｃ／ａ）−（オフセツト電圧／ａ） としなければならない。 § 第（）ステツプ 第１スイツチSW1を第２入力端子(4)側に倒
す。 位相器８の位相シフト量をπ／２とする。 第２スイツチをONして一定期間（Tc秒）だ
け積分を行う。即ち第２入力信号E2の直角成
分電圧ｄで積分を行うことになる。 第１スイツチW1を第１入力端子(2)側に倒す
と同時に、移相器８の位相シフト量をπに設定
する。このことにより「−ａ」ボルトによる積
分（即ち放電）が引き続いて行われる。 積分器１４の出力電圧が所定レベルに降下し
たとき、第２スイツチSW2をOFFする（T4秒
後）。 そしてT4／Tcを計算すことによりＤ＝ｄ／ａ
を求めることができる（∵ｄ／ａ＝T4／Tc）。
但し第（）ステツプにおいて積分器１４のオフ
セツト誤差が検出された場合 Ｄ＝（ｄ／ａ）−（オフセツト電圧／ａ） としなければならない。 以上のステツプ（）〜（）によりＢ，Ｃ，
Ｄを求めることができるので、前述した第１式及
び第２式を用いてベクトル電圧比が計算される
（演算回路２０により計算される）。 なお第４図より明らかな如く、本実施例におけ
る積分器１４の放電は「−ａ」ボルトを印加する
ことにより行われているが、この「−ａ」ボルト
に限定されるものでない。即ちある一定の大きさ
をもつた電圧である限り使用が可能であるが、別
個の基準電圧源を設けることは不便であるので、
一方の入力信号E1から得た「−ａ」ボルトを使
用しているにすぎない。換言すれば、別個の基準
電圧源を不要としたことは、該基準電圧源の電圧
調整に必要とされる手間を省略できると共にコス
トダウにもつながる。 また本実施例において用いられた位相検波器６
及びフイルタ１２は第３図に示された動作を行う
ものに限定されるものでなく、同期整流作用を行
う回路（例えば２つの入力信号の瞬時値どうしを
掛け合わせる掛算器）であれば使用が可能であ
る。 更に本実施例においては、位相検波器６の出力
電圧測定のためデユアルスロープ形電圧計（積分
器１４、比較器１６、カウンタ１８を含む）が用
いられている。しかしこういつた方式の電圧計に
限定されるものでなく、第１及び第２入力信号
E1，E2の同相成分電圧及び直角成分電圧を測定
できる電圧計であればその方式にかかわりないこ
とは明らかである。 以上詳述した如く、本発明によれば複雑なアナ
ログ回路を用いることなく同期検波回路に生じる
位相誤差の影響を取り除くことができるので、マ
イクロプロセツサを用いた正確なベクトル電圧比
測定装置を提供することができる。
り、上記計算式α，βに基づいてベクトル電圧比
を求めることができる。 第３図は、第１図に示された位相検波器６の動
作を説明した図である。第１図において、移相器
８の位相シフト量を零とした場合、整形器１０の
出力パルス３０と第１入力信号E1との間には等
価的にθ1の位相差が生じるものとする。即ちこの
位相差θ1は、位相検波器６の動作が理想的である
と仮定した場合に、第１入力端子２と位相検波器
６との間の信号経路（整形器１０を含む）に起因
して生ずると考えられ、微小ながら避けることの
できない位相誤差である。したがつて移相器８に
おける位相シフト量をπ／２とした場合には、出
力パルス３０と第１入力信号E1との間には
（π／２＋θ1）の位相差が生じることになる。 よつて第３図に示された波形イは第１入力信号
E1を示し、波形ロは移相器８の位相シフト量を
零とした場合の出力パルス３０を示している。こ
れら信号イ，ロの間には、上述の如く、位相差θ1
が生じる。そしてスイツチSW1（第１図参照）が
第１入力端子２側に倒されているとき、第１入力
信号E1イ及び出力パルス３０ロを導入した位相
検波器６からは、波形ハで示される検波信号３２
が送り出される。換言すれば検波信号３２ハは、
出力パルス３０ロと同相の第１入力信号成分を表
わすことになる。これを第２図に示したベクトル
図にあてはめてみると、出力パルス３０ロは基準
ベクトルＸに対応し、検波信号３２ハは基準ベク
トル上のａ点に対応する。 第３図に示された波形ニは、移相器の位相シフ
ト量をπ／２とした場合の出力パルス３０を示
し、波形ホは第１入力信号E1イ及び出力パルス
３０ニを導入した位相検波器６の検波信号３２を
示している。したがつてこれを第２図に示したベ
クトル図にあてはめてみると、出力パルス３０ニ
は直角基準ベクトルＹに対応し、検波信号３２ホ
は直角基準ベクトル上のｂ点に対応する。 第２図に示された第２入力信号E2についても
同様に考えることができる。即ち基準ベクトルＸ
と同相の成分ｃは； 第１スイツチSW1を第２入力端子４側
に倒す。 移相器８の位相シフト量を零とする。 ことにより検出される。 また直角基準ベクトルＹと同相の成分ｄは； 第１スイツチSW1を第２入力端子４側
に倒す。 移相器８の位相シフト量をπ／２とす
る。ことにより検出される。 なお基準ベクトルＸの「−ａ」点に相当する信
号は； 第１スイツチSW1を第１入力端子２側
に倒す。 位相器８の位相シフト量をπとする。 ことにより検出される。即ち位相検波器６から送
り出される信号３２は、第３図の波形ハに示され
る信号をレベル反転したものとなる。 位相検波器６の検波信号３２は交流であるた
め、フイルタ１２により平滑される。したがつて
積分器１４には直流電圧が印加される。 以上説明した如く、第１スイツチSW1及び移
相器８の設定（制御回路２２により制御される）
により、第１及び第２入力信号E1，E2の基準ベ
クトルＸに対する同相成分ａ，ｃ、直角成分ｂ，
ｄ及び逆相成分−ａを求めることができる。次
に、第１図に示された装置及び第１式，第２式
（E2／E1＝α＋jβを求める式）を用いて、ベクト
ル電圧比を求める手順を示す。 第４図はベクトル電圧比を求めるためのシーケ
ンスを示した表である。図示された（）〜
（）のステツプは、それぞれ充電及び放電から
成る１ステツプを示している。また図示された鋸
歯状波は、積分器１４の出力電圧を示している。
以下第１図を参照して各ステツプの動作を説明す
る。なお積分器１４の出力電圧は入力信号の極性
により上昇又は下降するが、本質的問題でないの
で、本実施例においては上昇するものと仮定す
る。 § 第（）ステツプ 第１スイツチSW1を接地側に倒す。 移相器８の位相シフト量を零に設定する。 第２スイツチSW2をONして一定時（Tc秒）
だけ積分を行う。 第１スイツチSW1を第１入力端子２側に倒
すと同時に、移相器８の位相シフト量をπに設
定する。このことにより「−ａ」ボルトによる
積分（即ち放電）が引き続いて行われる。 積分器１４の出力電圧が所定レベルに降下し
たとき第２スイツチSW2をOFFする（T1秒
後）。 本ステツプは積分器１４の有するオフセツト誤差
を補償するために行われる。したがつて積分器１
４の動作が理想的である場合には必要ない。ここ
で（Tc秒間の積分によつて生じるオフセツト電
圧）÷ａ＝T1／Tcである。ここでT1／Tcはカウ
ンタ１８及び演算回路２０により求められる。 § 第（）ステツプ 第１ステツプSW1を第１入力端子２側に倒
す。 移相器８の位相シフト量をπ／２とする。 第２スイツチSW2をONして一定期間（Tc
秒）だけ積分を行う。即ち第１入力信号E1の
直角成分電圧ｂで積分を行うことになる。 移相器８の位相シフト量をπに設定する。 第１スイツチSW1はそのままの位置を保持す
る。このことにより「−ａ」ボルトによる積分
（即ち放電）が引き続いて行われる。 積分器１４の出力電圧が所定レベルに降下し
たとき第２スイツチSW2をOFFする（T2秒
後）。 そしてT2／Tcを計算することによりＢ＝ｂ／
ａを求めることができる（∴ｂ／ａ＝T2／Tc）。
但し第（）ステツプにおいて積分器１４のオフ
セツト誤差が検出された場合 Ｂ＝（ｂ／ａ）−（オフセツト電圧／ａ） としなければならない。 第（）ステツプ 第１スイツチSW1を第２入力端子(4)側に倒
す。 移相器８の位相シフト量を零とする。 第２スイツチSW2をONして一定期間（Tc
秒）だけ積分を行う。即ち第２入力信号E2の
同相成分電圧Ｃで積分を行うことになる。 第１スイツチSW1を第１入力端子(2)側に倒
すと同時に、移相器８の位相シフト量をπに設
定する。このことにより「−ａ」ボルトによる
積分（即ち放電）が引き続いて行われる。 積分器１４の出力電圧が所定レベルに降下し
たとき、第２スイツチSW2をOFFする（T3秒
後）。 そして、T3／Tcを計算することによりＣ＝
ｃ／ａを求めることができる（∴ｃ／ａ＝T3／
Tc）。但し第（）ステツプにおいて積分器１４
のオフセツト誤差が検出された場合 Ｃ＝（ｃ／ａ）−（オフセツト電圧／ａ） としなければならない。 § 第（）ステツプ 第１スイツチSW1を第２入力端子(4)側に倒
す。 位相器８の位相シフト量をπ／２とする。 第２スイツチをONして一定期間（Tc秒）だ
け積分を行う。即ち第２入力信号E2の直角成
分電圧ｄで積分を行うことになる。 第１スイツチW1を第１入力端子(2)側に倒す
と同時に、移相器８の位相シフト量をπに設定
する。このことにより「−ａ」ボルトによる積
分（即ち放電）が引き続いて行われる。 積分器１４の出力電圧が所定レベルに降下し
たとき、第２スイツチSW2をOFFする（T4秒
後）。 そしてT4／Tcを計算すことによりＤ＝ｄ／ａ
を求めることができる（∵ｄ／ａ＝T4／Tc）。
但し第（）ステツプにおいて積分器１４のオフ
セツト誤差が検出された場合 Ｄ＝（ｄ／ａ）−（オフセツト電圧／ａ） としなければならない。 以上のステツプ（）〜（）によりＢ，Ｃ，
Ｄを求めることができるので、前述した第１式及
び第２式を用いてベクトル電圧比が計算される
（演算回路２０により計算される）。 なお第４図より明らかな如く、本実施例におけ
る積分器１４の放電は「−ａ」ボルトを印加する
ことにより行われているが、この「−ａ」ボルト
に限定されるものでない。即ちある一定の大きさ
をもつた電圧である限り使用が可能であるが、別
個の基準電圧源を設けることは不便であるので、
一方の入力信号E1から得た「−ａ」ボルトを使
用しているにすぎない。換言すれば、別個の基準
電圧源を不要としたことは、該基準電圧源の電圧
調整に必要とされる手間を省略できると共にコス
トダウにもつながる。 また本実施例において用いられた位相検波器６
及びフイルタ１２は第３図に示された動作を行う
ものに限定されるものでなく、同期整流作用を行
う回路（例えば２つの入力信号の瞬時値どうしを
掛け合わせる掛算器）であれば使用が可能であ
る。 更に本実施例においては、位相検波器６の出力
電圧測定のためデユアルスロープ形電圧計（積分
器１４、比較器１６、カウンタ１８を含む）が用
いられている。しかしこういつた方式の電圧計に
限定されるものでなく、第１及び第２入力信号
E1，E2の同相成分電圧及び直角成分電圧を測定
できる電圧計であればその方式にかかわりないこ
とは明らかである。 以上詳述した如く、本発明によれば複雑なアナ
ログ回路を用いることなく同期検波回路に生じる
位相誤差の影響を取り除くことができるので、マ
イクロプロセツサを用いた正確なベクトル電圧比
測定装置を提供することができる。
第１図は本発明の一実施例によるベクトル電圧
比測定装置を示すブロツク図、第２図は第１図に
示された第１入力信号E1及び第２入力信号E2の
位相関係を示すベクトル図、第３図は第１図に示
された位相検波器６の動作を説明した図、第４図
はベクトル電圧比を求めるためのシーケンスを示
した表である。
比測定装置を示すブロツク図、第２図は第１図に
示された第１入力信号E1及び第２入力信号E2の
位相関係を示すベクトル図、第３図は第１図に示
された位相検波器６の動作を説明した図、第４図
はベクトル電圧比を求めるためのシーケンスを示
した表である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 第１入力信号E1または第２入力信号E2のい
ずれか一方を選択的に導入する入力回路SW1と、
前記第１入力信号を90゜単位で位相シフトする移
相回路８，１０と、前記入力回路及び前記移相回
路の出力信号を導入する位相検波回路６，１２
と、前記入力回路の選択を制御する同時に前記位
相シフトを制御する制御回路２２と、前記移相回
路の位相シフト量が第１の値、第１の値と90゜異
なる第２の値に設定され、前記入力回路が前記第
２入力信号を導入する設定での前記位相検波回路
の出力信号レベルをｃ，ｄとし、 前記移相回路の位相シフト量が前記第２の値に
設定され、前記入力回路が前記第１入力信号を導
入する設定での前記位相検波回路の出力信号レベ
ルをｂとし、 前記入力回路が前記第１入力信号を選択する設
定で、前記ｂ，ｃ，ｄの極性に応じて前記位相回
路の位相シフト量を前記第１の値あるいは前記第
１の値と180゜異なる第２の値としたときの前記位
相検波回路の出力信号レベルをそれぞれａ(b)，ａ
(c)，ａ(d)としたとき、ａ／ａ(b)，ｃ／ａ(c)，ｄ／
ａ(d)を測定する検出回路１４，１６，１８と、 前記ａ／ａ(b)，ｃ／ａ(c)，ｄ／ａ(d)を入力して
前記第１入力信号と前記第２入力信号のベクトル
比を計算する演算回路２０とから成るベクトル電
圧比測定装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP935879A JPS55101868A (en) | 1979-01-30 | 1979-01-30 | Device for measuring vector voltage ratio |
| US06/115,179 US4306297A (en) | 1979-01-30 | 1980-01-25 | Apparatus for measuring the vector voltage ratio of two A.C. signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP935879A JPS55101868A (en) | 1979-01-30 | 1979-01-30 | Device for measuring vector voltage ratio |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55101868A JPS55101868A (en) | 1980-08-04 |
| JPH0319953B2 true JPH0319953B2 (ja) | 1991-03-18 |
Family
ID=11718240
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP935879A Granted JPS55101868A (en) | 1979-01-30 | 1979-01-30 | Device for measuring vector voltage ratio |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4306297A (ja) |
| JP (1) | JPS55101868A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5752321A (en) | 1980-09-10 | 1982-03-27 | Mitsubishi Electric Corp | Phase discriminator |
| CA1188735A (en) * | 1982-01-18 | 1985-06-11 | Andrzej Barszczewski | Fast frequency measuring system |
| DE3203257A1 (de) * | 1982-02-01 | 1983-08-11 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Vorrichtung zum bestimmen der gemeinsamen frequenz zweier unabhaengig veraenderlicher wechselgroessen, insbesondere bei einer drehfeldmaschine |
| JPS6028306A (ja) * | 1983-07-27 | 1985-02-13 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | 位相検波方法 |
| JPS62204166A (ja) * | 1986-03-04 | 1987-09-08 | Yokogawa Hewlett Packard Ltd | ベクトル電圧比測定装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL236607A (ja) * | 1958-02-28 | |||
| US3204185A (en) * | 1961-04-19 | 1965-08-31 | North American Aviation Inc | Phase-lock receivers |
| US3321614A (en) * | 1963-06-05 | 1967-05-23 | Honeywell Inc | Analog multiplier employing ratio indicating apparatus |
| US3456190A (en) * | 1966-05-23 | 1969-07-15 | Mcdonnell Aircraft Corp | Detector circuit employing signal division means |
| US3652930A (en) * | 1969-03-06 | 1972-03-28 | Yokogawa Electric Works Ltd | Ratio measuring apparatus |
| JPS5263377A (en) * | 1975-11-14 | 1977-05-25 | Hewlett Packard Yokogawa | Electronic circuit equipped with selffchecking function |
-
1979
- 1979-01-30 JP JP935879A patent/JPS55101868A/ja active Granted
-
1980
- 1980-01-25 US US06/115,179 patent/US4306297A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4306297A (en) | 1981-12-15 |
| JPS55101868A (en) | 1980-08-04 |
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