JPH03201393A - 白熱電球用高周波点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野】

本発明は、商用電源を高周波に変換するとともに降圧し
て自然電球を点灯させる白熟電球用高周

【従来の技術】

近年、照明器具の小形化や配光制御の簡単化が要求され
ており、こうした要求を満たすために、小形かつ高効率
である低電圧の小形ハロゲン電球が広く用いられるよう
になってきた。この種のハロゲン電球の定格電圧は、た
とえば１２Ｖであり、商用電源に直接接続して点灯させ
ることはできないから降圧手段が必要である。商用電源
の降圧手段としては、商用電源周波数に対応した降圧ト
ランスが考えられるが、降圧トランスは比較的大形であ
るから、照明器具の小形化という要求が満足できなくな
る。このような問題を解決するために、ハロゲン電球の
ような白熱電球を高周波電力で点灯させることが提案さ
れている。 白熱電球を高周波電力で点灯させる高周波インバータ１
は、基本的には、第１４図に示すように構成されている
。この高周波インバータ１では、商用電源ＡＣを整流回
路Ｒｅにより全波整流して電源を得ており、自励式のハ
ーフブリッジ方式となるように構成されている。整流回
路Ｒｅの出力端間には、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との
直列回路が接続され、電源を投入すると抵抗Ｒ３を介し
てコンデンサＣ３が充電される。また、直列接続されて
整流回路Ｒｅの出力端間に挿入された一対のコンデンサ
Ｃ＋　、　Ｃ２にも充電される。コンデンサＣ１の両端
電圧がＳＢＳよりなるトリガ素子Ｑ３のブレークオーバ
電圧（たとえば、約８Ｖ）に達すると、トリガ素子Ｑ、
がオンになってトランジスタＱ１がオンになる。トラン
ジスタＱ、がオンになると、降圧トランスＴ１の一次巻
線、電流トランスＴ、の一次巻線、トランジスタＱ７、
エミッタ抵抗Ｒ１を通してコンデンサＣ１の電荷が放電
される。 すなわち、降圧トランスＴ、の二次巻線に接続された白
熱電球りに電流が流れるのである。降圧トランスＴ１は
非飽和型であり、電流トランスＴ２は飽和型である。し
かるに、トランジスタＱ、がオフからオンになると、電
流トランスＴ２の二次巻線にはトランジスタＱ１を順バ
イアスする方向に電圧が誘起され、その後、電流トラン
スＴ２が飽和するか電流トランスＴ２の一次巻線に流れ
る電流の変化が少なくなると、二次巻線に誘起される電
圧が零になり、トランジスタＱ１の蓄積時間が経過した
後にトランジスタＱ１はオフに向がう。 このとき、電流トランスＴ２の一次巻線に流れる電流は
急激に減少するから、二次巻線にはトランジスタＱ、を
逆バイアスし、トランジスタＱ２を順バイアスする電圧
が誘起される。こうして、トランジスタＱ、が完全にオ
フになり、トランジスタＱ２がオンになる。トランジス
タＱ２がオンになれば、トランジスタＱ２、エミッタ抵
抗Ｒ２、電流トランスＴ２の一次巻線、降圧トランスＴ
１の一次巻線を通してコンデンサＣ２の電荷が放電され
る。 すなわち、電流トランスＴ２の二次巻線にトランジスタ
Ｑ２を順バイアスする電圧が誘起され、その後、トラン
ジスタＱ、の場合と同様にして、トランジスタＱ２がオ
フになり、トランジスタＱ、がオンになる。この動作を
繰り返すことにより、高周波インバータ１は、数十ｋＨ
ｚの発振動作を行い、白熱電球りに高周波電力が供給さ
れる。発振動作中には、降圧トランスＴ、の１次巻線の
両端間に整流回路Ｒｅの出力電圧（商用電源の電圧にほ
ぼ等しい〉の２分の１の電圧が印加されることになるか
ら、商用電源ＡＣを直接降圧する場合に比較して降圧ト
ランスＴ１が小形化され、しかも、降圧トランスＴ、は
高周波用であるから、ターン数が少なくなり小形化され
るのである。 ところで、白熱電球りに用いられているフィラメントは
抵抗が正の温度特性を有しているものであって、点灯直
後ではフィラメントの温度が低く低抵抗であるから大き
なランプ電流が流れ、その後、フィラメントの温度が上
昇すると抵抗値も上昇してランプ電流が所定値に落ち着
くという性質を有している。このように点灯直後に流れ
る大きなランプ電流をラッシュ電流と称している。ラッ
シュ電流は定常点灯時のランプ電流に対して５〜１０倍
にも達することが知られている。 ラッシュ電流が流れると、白熱電球りの寿命が短縮され
たり点灯装置を構成する回路素子へのストレスが大きく
なるという問題があり、また、電源容量も大きくする必
要が生じる。さらに、スイッチの接点が溶着するなどの
問題が発生することもある。 電源投入時のラッシュ電流によるこれらの問題を解決す
るために、電源投入時に発振動作を間欠的に行うように
し、徐々に発振動作を行う時間を増大させることが考え
られている。いわゆるソフトスタート方式であって、第
１５図に示すように、高周波インバータ１に動作制御回
路２を付加している。 動作制御回路２の電源は、ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　
２により商用電源ＡＣを全波整流しく第１６図（ａ）参
照）、抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤ、との接続点
の出力をダイオードＤ、を介してコンデンサＣ１で平滑
化することにより得られる。電源を投入すると、抵抗Ｒ
７を介してコンデンサＣ３が徐々に充電されるから、ダ
ーリントン接続されたトランジスタＱ、、Ｑ、を介して
抵抗Ｒ，，Ｒ，の接続点の電位が、第１６図（ｄ）に示
すように、コンデンサＣ５の両端電圧とともに徐々に上
昇する。 一方、ツェナーダイオードＺＤ、には、ツェナーダイオ
ードＺＤ２と抵抗Ｒ８との直列回路が並列接続されてい
る。ツェナーダイオードＺＤ２と抵抗Ｒ８との直列回路
の両端電圧が下がってツェナーダイオードＺ　Ｄ　２が
オフになると、トランジスタＱ６がオフになる。トラン
ジスタＱ６は商用電源ＡＣのゼロクロス点付近でのみオ
フになるように設定されている。したがって、抵抗Ｒ，
ｓ　、　Ｒ＋　ｏの接続点は、第１６図（ｂ）に示すよ
うに、第１６図（ａ）に示した全波整流波形の谷点付近
でのみＨ′′になる。商用電源ＡＣのゼロクロス点付近
で抵抗Ｒ５゜１（１ｏの接続点がＨ゛′になると、トラ
ンジスタＱのベース−エミッタ開に接続されているトラ
ンジスタＱ７がオンになり、高周波インバータ１の発振
動作が停止する。同時に、トランジスタＱ８がオンにな
る。トランジスタＱ８のコレクターエミッタ間は抵抗Ｒ
１１，Ｒｌ　２と直列接続され、両抵抗Ｒ１３，Ｒｌ　
２の接続点とトランジスタＱ、のエミッタとの間にはコ
ンデンサＣ６，Ｃ７の直列回路が接続されている。さら
に、コンデンサＣｓ　、　Ｃｙの接続点と抵抗Ｒａ　、
　Ｒ７どの間にはダイオードＤ４が挿入されている。 したがって、第１６図（ｃ）に示すように、トランジス
タＱ８がオフであれば、抵抗Ｒ１，を介してコンデンサ
Ｃ６が充電され、トランジスタＱ、がオンになれば、抵
抗Ｒ＋２を介してコンデンサＣ６の電荷が放電される。 コンデンサＣ８の充電によってコンデンサＣ６と抵抗Ｒ
１１との接続点の電位が上昇すると、トランジスタＱ、
がオンになり、トリガ素子Ｑ　＋ｏがオンになって、ト
ランジスタＱがオンになり、高周波インバータ１が発振
動作を開始する。発振動作を開始した後、商用電源ＡＣ
の次のゼロクロス点付近になると、上述したように発振
動作が停止する０次にトランジスタＱ、がオフになって
コンデンサＣ８が充電されると、再び発振動作が開始さ
れるが、このとき、抵抗Ｒ６゜Ｒ７の接続点の電位が若
干上昇しているから、コンデンサＣ６の充電時間は若干
短くなる。こうして、第１６図（ｅ）に示すように、コ
ンデンサＣ３の充電が進むにつれて、コンデンサＣ６の
充電に要する時間が次第に短くなり、高周波インバータ
１が発振動作をする時間が長くなるのである。最終的に
はダイオードＤ、がオフになるから、直列接続されたコ
ンデンサＣｂ　、　Ｃ７に充電されることになり、コン
デンサＣ６にのみ充電する場合よりも充電時間が一層短
くなるのであり、高周波インバータ１が発振動作を停止
する期間がほとんどなくなる。 以上のようにして、電源投入直後には、高周波インバー
タ１の動作時間を短くして白熱電球Ｉ−への供給電力を
制限することにより、う・ンシュ電流による回路素子へ
のストレスを低減し、はぼ定常点灯状態に達した時点て
高周波インバータ１の出力を最大にするのである。 一方、第１４図の回路構成において起動回路の楢成要素
である抵抗Ｒ３を第１７図に示すように可変抵抗ＶＲ３
に置き換えれば、可変抵抗Ｖ　Ｒ、を調節することによ
って白熱電球りを調光することが可能である。すなわち
、可変抵抗ＶＲ，の抵抗値を調節すれば、コンデンサＣ
１の両端電圧がトリガ素子Ｑ、のブレークオーバ電圧に
達するまでの時間が変化するから、商用電源の半サイク
ルの間で高周波インバータ１が発振動作を開始する位相
が変化するのであって、白熱電球りへの供給電力が制御
されて調光制御されることになる。 第１８図は可変抵抗Ｖ　Ｒ３の抵抗値を小さくした場合
の動作を示し、商用電源ＡＣのゼロクロス点く第１８図
（ａ）は商用電源波形、第１８図（ｂ）全波整流出力波
形を示す〉からコンデンサＣ１の両端電圧が第１８図（
ｃ）のように立ち上がり、トリガ素子Ｑ、のブレークオ
ーバ電圧Ｖ、に達すると、第１８図（ｅ）のようにトリ
ガ信号が発生し、高周波インバータ■が起動されて第１
８図（ｄ）のように発振動作を行う。このとき、白熱電
球りはほぼ最大出力になる。また、可変抵抗Ｖ　Ｒ３の
抵抗値を大きくした場合には、第１９図（ａ）のような
全波整流出力波形に対して、コンデンサＣ１の両端電圧
の立ち上がりが遅くなるから（第１９図（ｂ））、商用
電源ＡＣの半サイクルの中でのトリガ信号の立ち上がり
時点が遅くなり（第１・９図（ｄ）〉、半すイクルの一
部でのみ高周波インバータ１が発振動作を行うことにな
る（第１９図（Ｃ））。このとき、白熱電球りは調光さ
れる。 この構成では、商用電源の半サイクルのゼロクロス点か
らの立ち上がり部分では高周波インバータ１の発振動作
が停Ｅｌしていて、電圧が高くなってから高周波インバ
ータ１の発振動作が起動されることになるから、高周波
インバータ１の起動時にラッシュ電流が流れることにな
り、回路素子へのストレスが増大して電力損失が増加し
、また、白熱電球りには商用電源の半サイクル毎にラッ
シュ電流が流れるから寿命が短くなるという問題が生じ
る。

【発明が解決しようとする課題】

第１５図の構成によれば、電源投入直後の高周波インバ
ータ１の出力を制限することができるが、出力が次第に
大きくなると、商用電源ＡＣの電圧のピーク値付近でト
ランジスタＱ、、Ｑ２がオンになる。この時点では、白
熱電球りのフィラメントの温度は上昇途中であり、十分
に高まっていないと考えられるから、相当に大きな電流
がトランジスタＱ、、Ｑ２に流れることになり、ラッシ
ュ電流を軽減する効果が少ないという問題がある。ここ
で、抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ６とで決定される時定数
を大きくとれば、この問題を解消することが可能である
が、次の問題が生じることになる。 すなわち、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ６とで決定される時
定数を商用電源ＡＣの周期よりも長く設定すれば、立ち
上がりを滑らかにすることができるが、抵抗Ｒ８とコン
デンサＣ６との接続点の電位がトリガ素子Ｑ１ｏをオン
できる電位に達するまでにコンデンサＣ６が放電されて
しまうことになり、電源投入から相当時間が経過しない
と白熱電球り一が点灯できなくなるのである。 また、第１７図の構成のように白熱電球りを調光制御す
るものについて、第１５図のような構成を適用しても調
光点灯にががるラッシュ電流の問題は解決されないもの
である。 本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、電
源投入時や調光点灯時に発生するラッシュ電流などの過
大な電流を抑制して回路素子へのストレスを軽減するこ
とができるとともに、白熱電球の寿命を延ばすことがで
きるようにした白熱電球用高周波点灯装置を提供しよう
とするものである。

【課題を解決するための手段】

請求項１の構成では、上記目的を達成するために、商用
電源を全波整流して電源とする高周波インバータと、高
周波インバータより供給される高周波電力により点灯す
る白熱電球とを備えた白熱電球用高周波点灯装置におい
て、全波整流電圧波形におけるゼロクロス以後の立ち上
がり部分を含む期間を高周波インバータの動作期間とす
る動作制御手段を設けているのである。 請求項２の構成では、請求項１の構成において、動作制
御手段を、全波整流による脈流電圧が基準電圧よりも大
きい期間は高周波インバータの動作を停止させるように
構成しているのである。

【作用】

請求項１の構成にれば、動作制御手段が、全波整流電圧
波形におけるゼロクロス以後の立ち上がり部分を含む期
間に高周波インバータを動作させるので、電源投入時や
調光点灯時などに発生ずるラッシュ電流のような過大な
電流を抑制して、回路素子へのストレスを軽減すること
ができるとともに、白熱電球の寿命を延ばすことができ
るのである。 請求項２の構成によれば、基準電圧を適宜設定すること
によって、脈流電圧の谷点付近でのみ高周波インバータ
が動作することになるから、高周波インバータには脈流
電圧のピーク値が印加されないようにすることができ、
出力を抑制する際には高周波インバータの回路素子への
ストレスを従来よりも軽減できるのである。しかも、高
周波インバータが起動されれば白熱電球はただちに点灯
するのであって、電源投入から白熱電球の点灯までに時
間がかかるという問題もないのである。

【実施例】 〈実施例１〉 本実施例では、第１図に示すように、第１４図の従来構
成に対して動作制御手段としての発振停止回路４と、ダ
イオードＤ２０とを付加したＩ戒を有している。発振停
止回路４は、整流回路Ｒｅの出力端間に接続された可変
抵抗ＶＲ，とコンデンサＣ２０との直列回路を有してい
る。また、コンデンサＣ２ｏの両端電圧が所定電圧に達
するとオンになるトリガ素子Ｑ　２０をサイリスタＱ　
２１のゲートに接続しである。このサイリスタＱ　２１
のアノードには、整流回ＦＩ＠　Ｒｅの正極の出力端が
抵抗Ｒ２゜を介して接続される。また、サイリスタＱ　
２１のアノードには、電流トランスＴ２においてトラン
ジスタＱ、のベース、エミッタ間に接続されている巻線
に直列接続された巻線の一端がダイオードＤ２１を介し
て接続される。 このような構成を有していることにより、整流回路Ｒｅ
の出力によって可変抵抗ＶＲ，を介してコンデンサＣ２
ｏが充電されてトリガ素子Ｑ２ｏがオンになると、サイ
リスタＱ　２１がオンになり、抵抗Ｒ２０を介して流れ
る電流によってサイリスタＱ　２１がオン状態に保たれ
る。同時に、ダイオードＤ２１を介して電流トランスＴ
２の２次巻線から電流が流れるから、トランジスタＱ、
へのバイアス電流が流れなくなり、高周波インバータｌ
の発振動作が停止する。要するに商用電源の半サイクル
において、ゼロクロス点から所定時間が経過すると、サ
イリスタＱ　２１がオンになって高周波インバータ１の
発振動作が停止するのである。したがって、可変抵抗Ｖ
Ｒ，の抵抗値を適宜調節することによって、商用電源の
半サイクルにおいて高周波インバータ１が発振動作を行
う期間を調節することができるのであって、白熱電球り
への供給電力を調節することになって調光することがで
きるのである。ここに、ダイオードＤ２ｏは、コンデン
サＣＣ２により平滑化された波形が発振停止回路４に入
力されるのを防止して、商用電源の半サイクル毎にサイ
リスタＱ　２１がオンになるようにするものである。 上記構成によれば、たとえば、可変抵抗ＶＲの抵抗値が
比較的大きいときには、第２図に示すように、商用電源
の半サイクル（第２図（、）は商用電源波形、第２図（
ｂ）は整流波形である）に対して、トリガ素子Ｑ　２０
のブレークオーバ電圧ｖｂとコンデンサＣ２ｏの両端電
圧との関係を第２図（ｃ）のように設定することができ
、このときには、・サイリスタＱ　２１のオン期間は第
２図（ｄ）のようになる。 その結果、高周波インバータ１は第２図（ｅ）のように
ほぼ連続的に発振動作を行うことになり、このときには
白熱電球Ｌ７からの光出力はほぼ最大になる。 一方、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値が比較的小さいときには
、第３図に示すように、商用電源の半サイクル（第３図
（、）は整流波肚である）に対して、トリガ素子Ｑ　２
０のブレークオーバ電圧ｖｂとコンデンサＣ２ｏの両端
電圧との関係を第３図（ｂ）のように設定することがで
き、このときには、サイリスタＱ２□のオン期間は第３
図（ｃ）のようになる。 その結果、高周波インバータ１は第３図（ｄ）のように
、整流電圧波形のゼロクロス点以後の立ち上がり部分を
含む短期間でのみ発振動作を行うことになり、このとき
には白熱電球りからの光出力は調光されることになる。 このように、商用電源の半サイクル毎に、ゼロクロス点
以後の立ち上がり部分で高周波インバータ１を発振動作
させているのであり、高周波インバータ１の発振動作の
起動を低電圧で行うことができるから、ラッシュ電流の
発生が抑制されるのであって、回路素子へのストレスが
少なくなるのである。 本実施例では、調光制御について説明したが、電源投入
時においてフィラメントが加熱されるまでの一定時間だ
け、可変抵抗ＶＲ，を小さくした状態に相当する状態を
作り出すようにすれば、電源投入時のラッシュ電流を抑
制することができるのである。 （実施例２〉 本実施例は、第１４図の回路に動作制御手段として発振
制御口１ｉ！８５を設け、ダイオードＤ２Ｑを付加した
ものである。発振制御回路５は、整流回路Ｒｅの出力電
圧を分圧する抵抗Ｒ２，、Ｒ２２を備え、抵抗Ｒ２２の
両端電圧をコンパレータｃＰ２によって基準電圧と比較
するようになっている。基準電圧は、整流回路Ｒｅの出
力をコンデンサＣ２＋などにより平滑化した電圧を可変
抵抗ＶＲ２および抵抗Ｒ２３の直列回路によって分圧す
ることにより得られる。コンパレータＣＰ　２の出力は
、抵抗Ｒ２□の両端電圧が抵抗Ｒ２３の両端電圧よりも
高くなると°’Ｈ”レベルになる。このコンパレータＣ
Ｐ　２の出力はコンデンサＣ７２および抵抗Ｒ２４によ
り微分されてサイリスタＱ　２１をトリガする。サイリ
スタＱ　２　＋のアノードにはトランジスタＱ　２２．
（’）エミッタ、コレクタ間が直列接続され、トランジ
スタＱ　２２のベースとサイリスタＱ２１０カンードと
の間にはトランジスタＱ２．のエミッタ、コレクタ間が
接続される。このトランジスタＱ　２３のベースにはコ
ンパレータＣＰ２の出力端子が接続される。 したがって、コンパレータＣＰ　２の出力レベルがＨ′
′になると、両トランジスタＱ２□、Ｑ２３がオンにな
り、サイリスタＱ　２１もオンになる。このとき抵抗Ｒ
２０を介してサイリスタＱ　２１をオン状態に保つのに
必要な電流が供給される。また、サイリスタＱ　２１が
オンになると、実施例１と同様にダイオードＤ２１を介
して電流トランスＴ２の２次巻線の電流がサイリスタＱ
　２１に流れるから、トランジスタＱ１がバイアスされ
なくなり、高周波インバータ１の発振動作が停止するの
である。 また、コンパレータＣＰ２の出力はノット回路ＮＴを介
して反転された後、コンデンサＣ２３および抵抗Ｒ２５
により微分されてトランジスタＱ、のベースに入力され
る。したがって、抵抗Ｒ２２の両端電圧が抵抗Ｒ２３の
両端電圧よりも下がると、高周波インバータ１が再起動
されることになる。 上記構成によれば、第５図（、）のように商用電源が与
えられているときに、可変抵抗■Ｒ２を調節して抵抗Ｒ
，２３の両端電圧ＶＳを、抵抗Ｒ，２２の両端電圧に対
して第５図（ｂ）のような関係に設定したとすると、第
５図（Ｃ）のようにコンパレータＣＰ、の出力レベルは
つねにＬ”になり、第５図（ｄ）のように、高周波イン
バータ１は連続的に発振動作を続けることになる。この
とき白熱電球りの光出力は最大になる。 一方、抵抗Ｒｕｆｆの両端電圧Ｖｓを下げて、抵抗Ｒ２
□の両端電圧との関係を第６図（ａ）のように設定する
と、コンパレータＣＰ　２の出力は第６図（ｂ）のよう
になり、第６図（ｅ）のようなトリガ信号によってサイ
リスタＱ　２１がトリガされることになる。 また、ノット回路ＮＴの出力は第６図（ｄ）のようにな
るから、トランジスタＱ、のベースには第６図（ｅ）の
ようなトリガ信号が入力されることになる。その結果、
第６図（ｆ）のように整流電圧波形のゼロクロス点の前
後でのみ高周波インバータ１が発振動作を行うことにな
り、白熱電球Ｉ−への供給電力が制限されて調光が行わ
れるのである。 こ０横戒によれば、白熱電球りの光出力を制限する際に
、電圧波形の高い部分から除去していく力で、振幅を制
御する状態に近い変化が得られ、可変抵抗ＶＲ２の変化
と供給電力の変化とがほぼ一致して操作感がよいものと
なる。また、実施例１と同様にラッシュ電流が流れず、
回路素子へのストレスが抑制されるのである。 （実施例３） 本実施例は、第７図に示すように、第１５図の従来構成
に対して、動作制御回路２の構成のみを変更している。 動作制御回路２の電源は、第１５図の従来構成と同様に
、ダイオードＤ、、Ｄ２により商用電源ＡＣを全波整流
し、抵抗Ｒ４とツェナーダイオードＺＤ、との接続点に
ダイオードＤ３を介して接続されたコンデンサＣ４によ
り平滑化することによって得ている。また、ダイオード
ＤＤ２の出力電圧は直列接続された一対の抵抗Ｒ１３゜
Ｒ８により分圧されている。すなわち、第８図（ａ）に
示すように、抵抗Ｒ，，，Ｒ，，の接続点では脈流電圧
が得られる。一方、コンデンサＣ１の両端間には抵抗Ｒ
ｌ　５とコンデンサＣ８との直列回路が接続されている
。抵抗Ｒ，，，Ｒ８の接続点の電位と、抵抗Ｒ１５およ
びコンデンサＣ８の接続点の電位（第８図（ａ）参照）
とはコンパレータＣＰにより比較さ！とる。コンパレー
タＣＰは、第８図（ｂ）のように、抵抗Ｒ，，，Ｒ８の
接続点の電位がコンデンサＣｓの両端電圧より高いとき
、出力レベルをＨ”にする。 このとき、トランジスタＱ　ｌ　ｌ　＋　Ｑ　＋　２は
ともにオンになる。トランジスタＱ　ｚは、高周波イン
バータ１のトランジスタＱ、のベース−エミッタ間にコ
レクターエミッタ間を接続しており、トランジスタＱ　
＋　＋がオンであると高周波インバータ１は発振動作を
停止する。また、トランジスタＱ　＋　２がオンである
ことによって、コンデンサＣ９に充電されないから、ト
リガ素子Ｑ　１３がオンにならず、高周波インバータ１
は起動されないのである。 コンパレータＣＰの一方の入力端には脈流電圧が入力さ
れているから、脈流電圧の谷点付近ではコンデンサＣ８
の両端電圧よりも電圧が下がり、コンパレータＣＰの出
力レベルがＬ”になる。このとき、トランジスタＱ１２
がオフになり、コンデンサＣ５が抵抗Ｒ１ｇを介して充
電されることになる。コンデンサＣ５と抵抗Ｒ４とによ
り設定された時定数は非常に短く、商用電源ＡＣの周期
に対する遅延時間は無視できる程度となっている。コン
デンサＣ５０両端電圧はすぐに上昇して、第８図（ｅ）
に示すように、トリガ素子Ｑ１．がオンになる。このと
き、トランジスタＱ　＋　＋はオフになっているから、
第８図（ｄ）に実線で示すように、高周波インバータ１
は発振動作を開始する。また、脈流電圧の谷点く商用電
源ＡＣのゼロクロス点〉では、トランジスタＱ、、Ｑ、
はオフになる。トランジスタＱ、がオンである期間には
、コンデンサＣ３の電荷はダイオードＤ５を介して放電
されていたが、トランジスタＱ、がオフであることによ
り、脈流電圧が上昇し始めると、コンデンサＣ５が充電
され、トリガ素子Ｑ、コがオンになる。したがって、発
振動作が一旦開始されると、コンパレータＣＰの出力レ
ベルが“Ｈ゛′になるまでは、発振の停止と再起動とを
繰り返すことになる。すなわち、電源投入からあまり時
間が経過していない間は、高周波インバータ１は、脈流
電圧の谷点の前後でのみ発振動作を行うのである。電源
投入からある程度の時間が経過してコンデンサＣ８の両
端電圧が、抵抗Ｒ，，，Ｒ８の接続点の電位よりもつね
に高い状態になると、高周波インバータ１は発振動作を
常時行うようになる。 以上の動作をすることにより、電源投入から白熱電球Ｉ
−のフィラメントの温度がある程度上昇するまでは、脈
流電圧のピーク値付近の電圧がトランジスタＱ、、Ｑ２
に印加されないようにしているから、従来のような大き
なラッシス電流がトランジスタＱ、、Ｑ２を流れること
がなく、回路素子へのストレスが軽減されるのである。 また、従来構成では、脈流電圧の１周期の終了側から高
周波インバータ１の発振動作の期間を徐々に長くしてい
たが、本実施例では１、脈流電圧の１周期の間に高周波
インバータ１の発振動作を２度行うようにしているから
、フィラメントの温度上昇に要する時間を短縮すること
ができ、電源投入から定常点灯状態への移行が比較的短
時間で行えるようになるのである。さらに、高周波イン
バータ１の発振動作期間を決定するコンデンサＣ８と、
高周波インバータ１の起動に必要な電荷を充電するため
のコンデンサＣ９とを別に設けているから、電源投入後
にただちに白熱電球りを点灯させることができ、操作か
ら点灯までの時間待ちによる違和感を感じさせないので
ある。 （実施例４） 本実施例では、実施例１に加えて、定格の異なる過負荷
を接続した場合や二次短絡（白熱電球の寿命末期におい
てフィラメントにアーク放電が生じて短絡に近い状態に
なること〉が生じた場合などに、出力を抑制するように
構成している。 ずなわち、第７図の構成における抵抗Ｒ１５とコンデン
サＣ１１とによる時定数回路の出力電圧に代えて、第９
図に示すように、電流トランスＴ２の一方の二次巻線の
出力電圧に相当する電圧をコンパレータＣＰに入力して
いる。電流トランスＴ２の二次巻線に誘起された電圧は
、ダイオードＤ６により整流され抵抗Ｒ，，，Ｒ，ｌｌ
とコンデンサＣよりなる積分回路で平均化され、増幅回
路ＡＰにより増幅されるのである。ここに、増幅回路Ａ
Ｐは反転増幅回路であり、トランジスタＱ、のコレクタ
電流が小さくなると増幅回路ＡＰの出力が大きくなるよ
うに接続されている。したがって、過負荷や二次短絡が
生じると増幅回路ＡＰの出力電圧が低くなるから、高周
波インバータ１の発振動作の期間が短くなるのである。 すなわち、過負荷や二次短絡に対して保護動作をし、回
路素子へのストレスを抑制するのである。 （実施例５） 本実施例は、第】０図に示すように、構成としては、第
７図のコンデンサＣ８に可変抵抗ＶＲを並列接続したも
のである。 この槽底では、可変抵抗ＶＲを調節することにより、高
周波インバータ１が発振動作する期間を調節することが
でき、白熱電球りの調光が行えるものである。 （実施例６） 本実施例では、第１１図に示すように、実施例３よりコ
ンデンサＣ８を除いた構成となっており、ソフトスター
トは行わず、調光のみを行うようにしている。ここで、
可変抵抗ＶＲの最大抵抗値を、コンパレータＣＰへの基
準電圧ＳＶが、第１２図に示すように、定格電圧のピー
ク値を若干越える程度に設定しておけば、電源電圧が高
い場合に高周波インバータ１の出力が抑制されることに
なり、ランプ電圧の上昇が抑制されるのである。第１２
図において、破線は定格の１１０％の電圧を示している
。 ここにおいて、一般に、白熱電球■−の寿命はランプ電
圧の大小に応じて大きく左右され、定格寿命を１．。時
間、定格電圧を■。、実電圧をＶとするとき、実寿命り
時間は、Ｌ　＝　Ｌ　ｏ（ｖ　Ｏ／Ｖ　）’という関係
で表されることが知られている。αは１２〜１３．５で
あって、ランプ電圧の変動が寿命に与える影響は大きい
。しかるに、ランプ電圧の上昇を抑制することにより、
ランプ寿命の短縮が防止できるのである。 （実施例７） 本実施例では、第１３図に示すように、第７図のコンデ
ンサＣ６に代えてツェナーダイオードＺＤ３を接続して
いる。すなわち、コンパレータＣＰへの基準電圧をツェ
ナーダイオードＺＤ３で安定化することによって、電源
電圧の上昇に対するランプ電圧の抑制が一層確実に行わ
れるようにしているのである。 上記各実施例では、高周波インバータとして自動式のハ
ーフブリッジ方式の構成を示しているが、他の構成でも
よいのはもちろんのことである。

【発明の効果】

一ヒ述のように、請求項１の構成にれば、全波整流電圧
波形におけるゼロクロス以後の立ち上がり部分を含む期
間に高周波インバータを動作させるので、ラッシュ電流
のような過大な電流を抑制して、回路素子へのストレス
を軽減することができるとともに、白熱電球の寿命を延
ばすことができるという利点を有する。 また、請求項２の構成によれば、基準電圧を適宜設定す
ることによって、脈流電圧の谷点付近でのみ高周波イン
バータが動作することになるから、高周波インバータに
脈流電圧のピーク値を印加しないように制御することが
でき、出力を抑制する際には高周波インバータの回路素
子へのストレスを従来よりも軽減できるのである。しか
も、高周波インバータが起動されれば白熱電球はただち
に点灯するのであって、電源投入から白熱電球の点灯ま
でに時間がかかるという問題もない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例１を示す回路図、第２図および
第３図は同上の動作説明図、第４図は本発明の実施例２
を示す回路図、第５図および第６図は同上の動作説明図
、第７図は本発明の実施例３を示す回路図、第８図は同
上の動作説明図、第９図は本発明の実施例４を示す回路
図、第１０図は本発明の実施例５を示す回路図、第１１
図は本発明の実施例６を示す回路図、第１２図は同上の
動作説明図、第１３図は本発明の実施例７を示す回路図
、第１４図は本発明に係る白熱電球用高周波点灯装置に
用いる高周波インバータの基本構成を示す回路図、第１
５図は従来例を示す回路図、第１６図は同上の動作説明
図、第１７図は他の従来例を示す回路図、第１８図およ
び第１９図は同上の動作説明図である。 １・・・高周波インバータ、２・・・動作制御回路、４
・・・発振停止回路、５・・・発振制御回路、Ｌ・・・
白熱電球。 第２図 第３ 図 第５図 第６図 日台間 第１４図 第１７図 第旧図 第１９図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）商用電源を全波整流して電源とする高周波インバ
   ータと、高周波インバータより供給される高周波電力に
   より点灯する白熱電球とを備えた白熱電球用高周波点灯
   装置において、全波整流電圧波形におけるゼロクロス以
   後の立ち上がり部分を含む期間を高周波インバータの動
   作期間とする動作制御手段を設けたことを特徴とする白
   熱電球用高周波点灯装置。
2. （２）上記動作制御手段は、全波整流による脈流電圧が
   基準電圧よりも大きい期間は高周波インバータの動作を
   停止させることを特徴とする請求項１記載の白熱電球用
   高周波点灯装置。