JPH0320985B2

JPH0320985B2 -

Info

Publication number: JPH0320985B2
Application number: JP58183795A
Authority: JP
Inventors: Juji Sato
Original assignee: Zeni Lite Buoy Co Ltd
Current assignee: Zeni Lite Buoy Co Ltd
Priority date: 1983-09-30
Filing date: 1983-09-30
Publication date: 1991-03-20
Also published as: JPS6077666A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、実効値動作の負荷の電源装置に関
し、実効値演算および煩雑な回路調整作業を行う
ことなく供給電圧の実効値を精度よく一定に制御
し、電力損失を少なくして効率を向上することを
目的とする。

一般に、灯浮標、標識灯などのように電源を内
蔵する装置は、乾電池、空気電池などを各種の電
池を電源として動作する。

そして電池を電源とする場合は、商用交流を電
源とする場合に比して非常に高価なエネルギーを
用いることになるため、できる限り安価な電池を
用いて該電池のエネルギーを無駄なく使用するこ
とが望まれる。

ところで現在提供されている電池の中で最も安
価かつ多売されている電池は、マンガン乾電池、
アルカリ乾電池である。

そしてマンガン乾電池、アルカリ乾電池は、安
価ではあるが使用中に端子電圧が徐々に低下す
る。一方、灯浮標、標識灯の光源には白熱電球が
多用され、白熱電球の光力や寿命は印加電圧の変
動の影響を極めて受け易く、印加電圧Ｖに対する
明るさＦ、寿命Ｌはつぎの(1)、(2)式のようにな
る。

Ｆ＝F₀×（Ｖ／V₀）^3.4 ……(1)式Ｆ＝L₀×（Ｖ／V₀）^-13 ……(2)式なお、式中のV₀の定格の印加電圧であり、F₀、
L₀は印加電圧がV₀のときの明るさ、寿命である。

そして、V₀＝12ボルトの白熱電球がＶ＝10ボ
ルトで点灯する場合、印加電圧は12ボルトから10
ボルトに17％しか減少しないのに、明るさは46％
も減少し、また、印加電圧が12ボルトから14ボル
トに17％増加したときは、寿命が87％も減少す
る。

したがつて、電池の端子電圧を白熱電球に直接
印加すると、使用初期には端子電圧が高く明るい
灯火を得るが、端子電圧の低下により灯火が急激
に暗くなり、安定した標識効果を得ることが不可
能になるとともに、信頼性が低下する。

また、使用初期の端子電圧が標識効果を得るた
めの所定電圧より高いため、灯火が必要以上に明
るくなる反面、前記所定電圧の場合より多くのエ
ネルギーが消費され、電池のエネルギーが無駄に
使用されて電池の使用期間が短くなるとともに、
電球の寿命も短くなる。

そこで電池の電球との間に安定化回路を設け、
安定化された前記所定電圧を電球に印加し、端子
電圧の変動に対する明るさの変動を防止して安定
した標識効果を得るとともに、電池のエネルギー
の無駄な使用を防止することが考えられる。

しかし、安定化回路を用いる場合は、該回路に
よつて電池のエネルギーが消費されるため、安定
化回路の効率を高くすることが必要であり、一般
に、安定化回路をいわゆるスイツチングレギユレ
ータにより形成すれば効率が高くなる。

そしてスイツチングレギユレータを用いた従来
の電源装置は、第１図に示すように構成され、入
力端子１に電池の端子電圧V1が印加されるとと
もに、端子１にエミツタが接続されたPNP型の
出力制御用トランジスタ２のスイツチング動作に
より、トランジスタ２のコレクタに間欠的に端子
電圧V1が印加される。

そしてトランジスタ２のコレクタとアースとの
間に、平滑用のリアクトル３、コンデンサ４の直
列回路と、フライホイールダイオード５との並列
回路が設けられ、リアクトル３とコンデンサ４と
の接続点に、トランジスタ２のコレクタの電圧
V2を平均した供給電圧V3が生じ、該供給電圧V3
が出力端子６を会して負荷である白熱電球７に印
加される。

一方、出力端子６とアースとの間に分圧用の抵
抗８、可変抵抗９の直列回路が設けられ、抵抗８
と可変抵抗９との接続点に、供給電圧V3の分圧
V4が生じる。

そして分圧V4が誤差増幅器１０の一方の入力
端子に入力されるとともに、基準電源１１の基準
電圧V5が誤差増幅器１０の他方の入力端子に入
力され、誤差増幅器１０により分圧V4と基準電
圧V5との差電圧が増幅され、誤差増幅器１０か
ら比較器１２の一方の入力端子に前記差電圧に比
例した電圧V6が出力される。

また、第２図ａに示すクロツク端子１３のクロ
ツクパルス信号により鋸波発生回路１４が動作
し、鋸波発生回路１４から比較器１２の他方の入
力端子に、同図ｂの実線に示すようにクロツクパ
ルス信号に同期した鋸波電圧V7が出力される。

そして比較器１２により一方の入力端子の電圧
V6と他方の入力端子の電圧V7とが比較され、電
圧V6が電圧V7より高ければ比較器１２の出力電
圧V8がハイレベルになり、逆に、電圧V7が電圧
V6より高ければ出力電圧V8がローレベルにな
る。

そこで第２図ｂの破線ｈに示すように電圧V6
が高いときは、同図ｃの期間Thに示すように出
力電圧V8のローレベルの期間が短くなり、逆に、
同図ｂの破線ｌに示すように電圧V6が低いとき
は、同図ｃの期間Tlに示すように出力電圧V8の
ローレベル期間が長くなる。

さらに、出力電圧V8がトランジスタ２のベー
スに印加され、トランジスタ２が出力電圧V8の
ローレベルによりオンし、ハイレベルによりオフ
するため、期間Th，Tlにトランジスタ２のコレ
クタに印加される電圧V2は第２図ｄの実線に示
すようになり、このとき供給電圧V3は同図ｄの
破線の所定電圧、すなわちV4＝V5になる直流電
圧に制御される。

なお、第２図ｄの破線の所定電圧は理想的には
電圧V2の平均値Vxであり、電池の端子電圧を
Vi、トランジスタ２のスイツチング周期をTx、
１周期Tx中のトランジスタ２のオン期間をtxと
した場合、平均値Vxはつぎの(3)式のようになる。

Vx＝Vi×tx／Tx ……(3)式ところで第１図の場合は電球７に所定電圧を印
加し続けるために、電圧V2をリアクトル３、コ
ンデンサ４、ダイオード５の平滑回路により平滑
し、電圧V2の平均値からなる供給電圧V3を一定
に制御するが、この場合装置の効率は、トランジ
スタ２の出力損失だけでなく、リアクトル３の鉄
損、銅損、ダイオード５の電力損失によつても低
下し、とくにリアクトル３の鉄損、銅損が装置の
電力損失の大半を占める。

そして電池の端子電圧V1および電球７のイン
ピーダンスが変動せずに一定であるとしたときの
第１図の効率は最高でも80％程度であり、端子電
圧が数倍に変動するときは50％〜75％に低下す
る。

ところで電球７は平均値動作の負荷でなく、実
効値動作の負荷であるため、常に直流電圧を印加
しなくても、たとえばパルス電圧や交流電圧を印
加しても点灯し、この場合は、供給電圧の実効値
により電球７の明るさ、寿命などの特性が決定さ
れる。

そして供給電圧の実効値を一定にすれば電球７
の明るさなどが一定に制御されるため、トランジ
スタ２のスイツチング動作を実効値が一定になる
ように制御すれば、第１図のリアクトル３、コン
デンサ４、ダイオード５からなる平滑回路を用い
ずに、電圧V2を直接電球７に印加できる。

そこで第１図の抵抗８と可変抵抗９の接続点
と、誤差増幅器１０の一方の入力端子との間に、
公知の実効値演算用集積回路を設け、比較器１２
により供給電圧の実効値と鋸波電圧とを比較し、
トランジスタ２のスイツチング動作を実効値が一
定になるように制御することが考えられる。

しかし、前述の実効値演算用集積回路は、数
100ｍ sec間の入力電圧の積分演算などから入力
電圧の実効値を算出することをくり返すため、用
途が限定される。

すなわち、電源装置により電球７の供給電圧を
たとえば200ｍsec毎に断続し、電球７を点滅制御
する場合、第３図に示すように、抵抗８と可変抵
抗９の接続点と、誤差増幅器１０の一方の入力端
子との間に実効値演算用集積回路１５を設けると
ともに、比較器１２の出力端子とトランジスタ２
のベースとの間に点滅制御用のNPN型のトラン
ジスタ１６を設け、トランジスタ１６のベースに
接続された点滅制御端子１７に、200ｍsec毎にト
ランジスタ１６をオン、オフする点滅制御信号を
入力すると、集積回路１５は実効値を算出するこ
とが不可能になり、電球７への供給電圧の実効値
を一定に制御できなくなる。

なお、第３図において、第１図と同一記号は同
一もしくは相当するものを示す。

また、集積回路１５は非常に高価であり、安価
に形成することが望まれる場合は用いることがで
きない。

一方、特開昭57−114916号公報（G05F １／
455）には、交流電源で駆動される負荷の負荷電
圧の実効値を一定に制御するため、負荷電圧の整
流出力を、ツエナダイオードを用いた折れ線近似
回路および平滑回路を通し、実効値演算を行うこ
となく、負荷電圧の２乗に比例した電圧を形成
し、該電圧と鋸波電圧との比較にもとづき、サイ
リスタ等を用いた移相制御回路を制御し、負荷の
供給電圧の実効値を移相制御で一定にすることが
記載されている。

そして、前記公報に記載の折れ線近似回路およ
び平滑回路を用いて電球７などの負荷の供給電圧
の実効値を検出し、検出結果にもとづき、例えば
第３図のトランジスタ２をスイツチング制御して
負荷に直流電源の電圧をパルス的に供給し、負荷
の供給電圧を一定に制御することが考えられる。

このとき、負荷への供給電圧が供給中の微小時
間では変化しないため、直流電源の電圧をVi、
スイツチング動作の周期をTy、１周期Tyにおけ
るトランジスタ２のオン期間をtyとした場合、供
給電圧の実効値Vyはつぎの(4)式のようになる。

さらに、電圧Viの変動に対して実効値Vyを一
定に制御する場合、(4)式にもとづいてオン期間ty
はつぎの(5)式に示すようになる。

ty＝ty′×（Vi′／Vi）² ……(5)式なお、式中のty、ty′は直流電源の電圧がVi、
Vi′のときそれぞれに実効値Vyを得るための期間
である。

そして(5)式から明瞭なように、供給電圧の２乗
した電圧の変化にもとづき、トランジスタ２のス
イツチング動作を制御し、前記２乗した電圧の変
化に逆比例してオン期間tyを変化すると、供給電
圧の実効値Vyを算出することなく、供給電圧の
実効値Vyを一定に制御することができる。

しかし、前記折れ線近似回路および平滑回路を
用いる場合は、ツエナダイオードの折れ線近似特
性を予め電球７の負荷電圧の実効値の特性（２乗
特性）になるように設定する必要があり、極めて
煩雑な調整作業を要し、かつ、電球７を交換する
毎に前記折れ線近似の特性を調整する必要があ
り、しかも、折れ線近似であるため、精度よく供
給電圧を一定にすることができない。

この発明は、前記の諸点に留意してなされたも
のであり、実効値動作を負荷の電源装置におい
て、スイツチング動作により直流電源と前記負荷
との間を開閉する出力制御用半導体スイツチング
と、前記負荷への供給電圧の２乗した電圧の変化
にもとづき前記スイツチング動作を制御し、前記
供給電圧の実効値を一定制御するスイツチング制
御部とを備え、前記スイツチング制御部に、供給電圧の分圧と
２乗電圧検出用の鋸波電圧との比較出力により前
記分圧を間欠的に積分充電し、前記供給電圧の２
乗に比例した電圧を出力する２乗回路と、前記２
乗回路の出力電圧と前記検出用の鋸波電圧より長
周期の出力制御用の鋸波電圧とを比較して前記半
導体スイツチにスイツチング制御信号を出力する
出力制御用比較器とを設けたことを特徴とする電
源装置を提供するものである。

そして、２乗回路の出力電圧にもとづき、実効
値演算を行うことなく、かつ、ツエナダイオード
の折れ線近似特性などを利用して供給電圧の２乗
特性の電圧を発生することなく、供給電圧の２乗
に比例した電圧を得ることができる。

さらに、該電圧と出力制御用の鋸波電圧との比
較にもとづき、出力制御用半導体スイツチをスイ
ツチング制御して精度よく供給電圧の実効値を制
御することができる。

したがつて、たとえば第１図のリアクトル３、
コイル４、ダイオード５を省いて効率を著しく高
め、直流電源を形成する電池のエネルギーを有効
に利用できるとともに、第３図の実効値演算用集
積回路１５を用いることなく安価に形成すること
ができ、さらに、煩雑な回路調整作業を省いて精
度よく供給電圧を一定に制御することができ、し
かも、負荷の交換を行つても、特別な回路調整を
行うことなく、精度のよい制御を継続することが
でき、点滅制御する灯浮標などに用いて使用範囲
が著しく拡大するものである。

つぎに、この発明を、その１実施例を示した第
４図および第５図とともに詳細に説明する。

第４図に示すように、入力端子１８に直流電源
を形成する電池の端子電圧が印加されるととも
に、入力端子１８にPNP型の出力制御用トラン
ジスタ１９のエミツタが接続され、該トランジス
タ１９のスイツチング動作により、トランジスタ
１９のコレクタに接続された出力端子２０と、入
力端子１８との間が開閉制御される。

なお、トランジスタ１９により出力制御用半導
体スイツチが形成されている。

そして出力端子２０とアースとの間に、実効値
動作の負荷、たとえば灯浮標の白熱電球２１が設
けられ、トランジスタ１９のスイツチング動作に
より電池の端子電圧Vaがパルス的に供給される。

さらに、出力端子２０とアースとの間に出力端
子２０の供給電圧Vbを分圧する抵抗２２、可変
抵抗２３の直列回路が設けられ、抵抗２２、可変
抵抗２３の接続点から取り出される供給電圧の分
圧Vcが、２乗回路２４に設けられた比較器２５
の一方の入力端子および、アナログスイツチ２６
の一端に印加される。

また、クロツク端子２７の２乗回路用クロツク
パルス信号が２乗回路用鋸波発生回路２８に入力
され、該鋸波発生回路２８から比較器２５の他方
の入力端子に右上りの２乗回路用鋸波電圧Vdが
出力される。

そして比較器２５は供給電圧の分圧Vcが鋸波
発生回路２８の鋸波電圧Vdより高い間、アナロ
グスイツチ２６をオンに制御し、アナログスイツ
チ２６を介した分圧Vcが、スイツチ２６の他端
とアースとの間に設けられた平滑用の抵抗２９、
コンデンサ３０の直列回路により平滑される。

さらに、抵抗２９とコンデンサ３０の接続点の
直流電圧Veが出力制御用比較器３１の一方の入
力端子に印加される。

また、クロツク端子３２の出力制御用クロツク
パルス信号が出力制御用鋸波発生回路３３に入力
され、鋸波発生回路３３から比較器３１の他方の
入力端子に、右下がりの出力制御用鋸波電圧Vf
が出力される。

なお、クロツク端子３２のクロツクパルス信
号、鋸波発生回路３３の鋸波電圧Vfの周期は、
クロツク端子２７のクロツプパルス信号、鋸波発
生回路３３の鋸波電圧Vdの周期より大きく設定
されている。

そして比較器３１は、直流電圧Veが鋸波電圧
Vfより高い間、出力端子の電圧Vgがローレベル
になり、逆に、鋸波電圧Vfが直流電圧Veより高
い間、出力端子の電圧Vgがハイレベルになる。

さらに、比較器３１の出力端子の電圧Vgから
なるスイツチング制御信号がトランジスタ１９の
ベースに入力され、電圧Vgがローレベルの間に
のみトランジスタ１９がオンする。

なお、３４，３５は両鋸波発生回路２８，３３
に安定化された直流電圧を印加する安定化電圧端
子、３６は１点鎖線の構成からなるスイツチング
制御部である。

そしてクロツク端子３２に第５図ａに示すよう
に、周期Tyの出力制御用クロツクパルス信号が
入力されると、鋸波発生回路３３から比較器３１
の他方の入力端子に、同図ｂに示すようにクロツ
クパルス信号の周期Tyを有する鋸波電圧Vfが出
力される。

さらに、クロツク端子２７に第５図ｃに示すよ
うに、周期Tzの２乗回路用クロツクパルス信号
が入力されると、鋸波発生回路２８から比較器２
５の他方の入力端子に、同図ｄの実線に示すよう
に周期Tzを有する鋸波電圧Vdが出力される。

そして分圧Vcが第５図ｄの破線Ｈに示すよう
に高いときは、同図ｅの期間THに示すように比
較器２５の出力電圧のハイレベル期間が長くなつ
てアナログスイツチ２６のオン期間が長くなり、
逆に、分圧Vcが同図ｄの破線Ｌに示すように低
いときは、同図ｅの期間TLに示すように比較器
２５の出力電圧のハイレベル期間が短くなつてア
ナログスイツチ２６のオン期間が短くなる。

ところでアナログスイツチ２６のオン期間をtz
とした場合、tz／Tzはつぎの(6)式のようになる。

tz／Tz＝Ｋ×Vc ……(6)式そして(6)式からつぎの(7)式を得ることができ、
(7)式から明瞭なように、オン期間tzが分圧Vcの
１次関数になる。

tz＝Ｋ×Tz×Vc ……(7)式さらに、直流電圧Veがオン期間tzの分圧Vcを
周期Tzで平均した電圧になるため、直流電圧Ve
は分圧Vcの２乗した電圧に比例した電圧になる。

Ve＝tz×Vc／Tz＝Ｋ×Tz×Vc×Vc／Tz＝Ｋ×Vc² ……(8)式すなわち、２乗回路２４は供給電圧Vbの２乗
した電圧に比例した直流電圧Veを出力する。

そして比較器３１は第５図ｆに示すように、破
線の鋸波電圧Vfと実線の直流電圧Veとの比較に
より、直流電圧Veに逆比例して出力電圧Vgのハ
イレベル期間が設定され、トランジスタ２が比較
器３１のスイツチング制御信号によりスイツチン
グ動作し、供給電圧Vbは同図ｇに示すように、
供給電圧Vbに逆比例した時間のパルス電圧にな
る。

したがつて、前記実施例によると、供給電圧
Vbの２乗した電圧の変化にもとづき、電球２１
への供給電圧Vbの実効値を一定に制御して電球
２１の明るさを一定に保つことができ、この場
合、第１図のリアクトル３、コンデンサ４、ダイ
オード５を省くことができるため、効率が著しく
向上し、電池のエネルギーをほとんど無駄なく利
用することができる。

そして、２乗回路２４により、ツエナダイオー
ドの折れ線近似特製などを利用することなく、供
給電圧Vbの２乗した電圧に比例した直流電圧Ve
を形成出力するため、供給電圧Vbの実効値を算
出することなく、かつ、煩雑な回転調整などを行
うことなく、安価かつ正確に供給電圧Vbの実効
値を一定に制御することができ、たとえば200ｍ
sec毎に電球２１を点滅制御しても、供給電圧Vb
の実効値を一定に制御することができ、用途が限
定されることはない。

なお、前記実施例では灯浮標などの白熱電球２
１を負荷としたが実効値動作のモータなどを負荷
としてもよいのは勿論である。

また、クロツク端子２７のクロツクパルス信号
の周期Tzをクロツク端子３２のクロツクパルス
信号の周期Tyより短くする程、直流電圧Veは正
確に分圧Vcの２乗の電圧になる。

そしてクロツク端子２７のクロツクパルス信号
は、クロツク端子３２のクロツクパルス信号の分
周信号から形成してもよく、さらに、両クロツク
パルス信号を同期させなくてもよい。

また、アナログスイツチ２６の代わりに、ダイ
オードを用いて、該ダイオードのカソードを比較
器２５の出力端子に接続するとともにアノードを
抵抗２２と可変抵抗２３の接続点に接続してもよ
い。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の１例の結線図、第２図ａ〜
ｄは第１図の動作説明用タイミングチヤート、第
３図は従来装置の他の例の結線図、第４図および
第５図はこの発明の電源装置の１実施例を示し、
第４図は結線図、第５図ａ〜ｇは動作説明用タイ
ミングチヤートである。１９……出力制御用トランジスタ、２１……白
熱電球、２４……２乗回路、２８……２乗回路用
鋸波発生回路、３１……出力制御用比較器、３３
……出力制御用鋸波発生回路、３６……スイツチ
ング制御部。

Claims

【特許請求の範囲】１実効値動作の負荷の電源装置において、スイ
ツチング動作により直流電源と前記負荷との間を
開閉する出力制御用半導体スイツチと、前記負荷
への供給電圧の２乗した電圧の変化にもとづき前
記スイツチング動作を制御し、前記供給電圧の実
効値を一定制御するスイツチング制御部とを備
え、前記スイツチング制御部に、供給電圧の分圧と
２乗電圧検出用の鋸波電圧との比較出力により前
記分圧を間欠的に積分充電し、前記供給電圧の２
乗に比例した電圧を出力する２乗回路と、前記２
乗回路の出力電圧と前記検出用の鋸波電圧より長
周期の出力制御用の鋸波電圧とを比較して前記半
導体スイツチにスイツチング制御信号を出力する
出力制御用比較器とを設けたことを特徴とする電
源装置。