JPS6077666A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この＠明は、実効値動作の負荷のＩＬ電源装置関し、実
効値演算を行なうことなく供給？［ｉ圧の実効値を一定
に制御し、電力損失を少なくして効率を向上することを
目的とする。

一般に、灯浮標、標識灯などのように電源を内蔵する装
置は、乾電池、空気電池などの各種の電池を電源として
動作する。

そして電池を電源とする場合は、商用交流をｊｊｉ源と
する場合に比して非常に高価なエネｌレギーを用いるこ
とになるため、できる限り安価な′電池を用いて該電池
のエネｌレギーを無駄なく１力用することが望捷れる。

ところで現在提供されている″電池の中で最も安価かつ
多売されている電池は、マンガン乾電池。

アルカリ乾電池である。

そしてマンガン乾電池、アルカリ乾電池は、安価ではあ
るが使用中に端子電圧が徐々に低下する。

一方、灯浮標、標識灯の光源には白熱電球が多用され、
白熱電球の光力や寿命は印加電圧の変動の影響を４’Ａ
めて受け易く、印加電圧Ｖに対する明るさＦ、寿命りは
つぎの（１）　、　（２）式のようになる。

Ｆ＝　ｐＯＸ（鵡°′ ・・・（１）式 ％式％） ・・・（２）式 なお、式中のＶｏは定格の印加電圧であシ、ＦＯ。

ＬＯは印加電圧がｖＯのときの明るさ、寿命である。

そしてＶｏ＝１２ボルトの白熱電球がＶ＝　１０ボルト
で点灯する場合、印加電圧は１２ポルトからＩＯボＩレ
トに１７％しか減少しないのに、明るさは４６％も減少
し、１だ、印加電圧が１２ボルトから１４ポル１−に１
７％増加したときは、寿命が８７％も減少する。

したがって、電池の端子電圧を白熱電球に直接印加する
と、使用初期には端子電圧が高く明るい灯火を得るが、
端子電圧の低下により灯火が急激に暗くなり、安定した
標識効果を得るととが不可１指になるとともに、信頼性
が低下する。

また、使用初期の端子電圧が標識効果を得るだめの所定
電圧より高いため、灯火が必要以上に明るくなる反面、
＠配所定電圧の場合より多くのエネｌレギーが消費され
、電池のエネルギーが無駄に使用されて電池の使用期間
が短くなるとともに、電球の寿命も短くなる。

そこで電池の電球との間に安定化回路を設け、安定化さ
れた前記所定電圧を電球に印加し、端子電圧の変動に対
する明るさの変動を防止して安定した標識効果を得ると
ともに、電池のエネＩレギーの無駄な使用を防止するこ
とが考えられる。

しかし、安定化回路を用いる場合は、該回路によって電
池のエネルギーが消費されるため、安定化回路の効率を
高くすることが必要であり、一般に、安定化回路をいわ
ゆるスイッチングレギュレータによジ形成すれば効率が
高くなる。

そしてスイッチングレギュレータを用いた従来の電源装
置は、第１図に示すように七゛６成さね、入力端子（１
）に電池の端子電圧ｖ１が印加さねるとともに、端子（
１）にエミッタが接続されたＰＮＰ型の出力制＋ｉｌｌ
　用ト７ンシ７り（２）のスイッチングｔＪＪ作にヨｌ
）、トランジスタ（２）のコレクタに間欠的に端子電圧
Ｖ１が印加される。

そしてトランジスタ（２）のコレクタとアー７との間に
、平滑用のりアクドル（３）、コンデンサ（４）の直列
回路と、フライホイールダイオード（５）との並列回路
が設けられ、リアクトＩしく３）とコンデンサ（４）ト
の接続点に、トランジスタ（２）のコレクタの電圧■２
を平均した供給電圧Ｖ３が生じ、該供給電圧ｖ３が出力
端子（６）を介して負荷である白熱電球（７）に印加さ
れる。

一方、出力端子（６）とアークとの間に分圧用の抵抗（
８）、可変抵抗（９）の直列回路が設けられ、抵抗（８
）と可変抵抗（９）との接続点に、供給電圧ｖ３の分圧
Ｖ４が生じる。

そして分圧Ｖ４が誤差増１陥器１１０の一方の入力端子
に入力さね、るとともに、基準電源（］］）の基準電圧
ｖ５が誤差増幅ＨＦ、　Ｑ、）の他方の入力端子に入力
され、誤差増幅器＋１０により分圧Ｖ４と基準電圧Ｖ５
との差電圧−／ｌζ１角山Ｉｒシ柘　胡誂槽内菖φ嬰ｎ
ｉφ、Ｌ）４−ｍＭ品ｌ惇の−すの入ノコ端子に、前記
差電圧に比例した？匡龜ＥＶ６カＳ（Ｂ力される。

また、第２図（ａ）に示すクロ・アク端子０３のクロ・
ツクパル７信号によシ鋸波発生回路ＣＩ４げ動ｆ１τし
、鋸波発生回路ａ→から比較器Ｕ７）の他方の入ツバＭ
子に、同図（１］）の実線に示すようにクロ・アク／ぐ
Ｉレヌイ言υ−に同期した鋸波電圧Ｖ７が出力される。

そして比較器ｕ功により一方の入力端子の′Ｔ″Ｍ、Ｉ
ＪＥＶ６と他方の入力端子の電圧Ｖ７とが比較さノ１．
７Ｊｊ：　Ｉｆ、Ｖ６が電圧Ｖ７より高ければ比較器Ｏ
ｚの出力電圧Ｖ８７５：ハイレベルになり、逆に、電圧
■７が電圧■６よりｊ’；？１ければ出力電圧Ｖ８がロ
ーレベｌしになる。

そこで第２図（１））の破線ｌ］に示すように電Ｕｊ：
Ｖ５が高いときは、同図（Ｃ）の期間１゛１１に示すよ
うに１１１１ツノ電圧ｖ８のローレベルの期間が短くな
り、ノｉＡに、１−１１図（１）〉の破線４に示すよう
に電圧■６が低いときｋｌ”、同図（Ｃ）の期間Ｔｌに
示すように出力電圧ｖ８のローレベル期間が長くなる。

サラニ、出力電圧ｖ８がトランジスタ（２）のヘースに
印加され、トランジスタ（２）が出ツノ電１．：１−Ｖ
８のｊＪ−レベルによりオンし、ハイレベルによシオフ
するため、期間’Ｉ”ｌ＋、Ｔ７にトランシフタ（２）
のコレクタに印加される重圧Ｖ２は第２図（ｄ）の実線
に示すようになり、このとき供給電圧ｖ３は同図（（り
の破線の所定電圧、すなわちＶ４　＝　Ｖ５になる直流
電圧に制御さｆ′１７る。

なお、第２図（ｊｌ）の破線の所定電圧は理想的には電
圧Ｖ２の平均値Ｖｘであシ、電池の端子電圧をＶＩ。

トランシフタ（２）のフイツチング周Ｘ／ＪヲＴｘ、＋
周期１ｉｔＸ中のトランシヌタ（２）のオン期間をＬｘ
とした場合、・ＩＬ均幀Ｖｘはつぎの（３）式のように
なる。

ところで第１図の場合は電球（７）に所定電圧を印加し
続けるために、電圧Ｖ２をリアクトル（３）ｌコンデン
サ（４）、ダイオード（５）の平滑回路によシ平滑し、
重圧ｖ２の平均１１宵からなる供給電圧ｖ３を一定に制
御するが、この場合装置の効率は、トランシフタ（２）
の電力損失だけでなく、リアク１７しく３）の鉄損、銅
損、ダイオード（５）の電力損失によっても低下し、と
くばりアクドル（３）の鉄損、銅損が装置性の電力損失
の大半を占める。

そして電池の端子直圧Ｖ１およびＴｆｌ　ｆＪ　（７）
のインピーダンヌが変動せずに一定であるとしたときの
第１図の効率は最高でも８０％程度であり、端子電圧が
数倍に変動するときは５０％〜７５％に低下する。

ところで電球（７）は平均側動作の負荷でなく、実効値
動作の負荷であるため、常に直流電圧を印加しなくても
、たとえばパルス電圧や交流電圧を印加しても点灯し、
この場合は、供給電圧の実効値により電球（７）の明る
さ、寿命などの特性が決定される。

そして供給電圧の実効値を一定にす７１は電球（７）の
明るさなどが一定に制御されるため、１−ランシフタ（
２）のヌイツチング動作を実効値が一定になるように制
御すれば、第１図のりアク）　／Ｖｆ３）　、コンデン
サ（４）、ダイオード（５）からなる゛Ｉ’ｌ’ｉ″１
回路を用いずに、電圧ｖ２を直接暇球（７）に印加でき
る。

そこで第１図の抵抗（８）と可変抵抗（９）の接続点と
、誤差増１隔器ｑｒ）の一方の入力端子との間に、公知
の実効値演算用集積回路を設け、比較器０功により供給
電圧の実効値と鋸波電圧とを比較し、トランシヌタ（２
）のフイツチング動作を実効値が一定になるように制御
することが考えられる。

しかし、前述の実効値演算用集積回路は、数１００Ｉｎ
ＳｅＣ間の入力電圧の積分演算などから入力電圧の実効
値を算出することをくシ返すため、用途が限定される。

すなわち、電源装置によシミ球（７）の供給電圧をたと
えば２００　ｍ５ｅｃ毎に断続し、電球（７）を点滅制
御する場合、第３図に示すように、抵抗（８）と可変抵
抗（９）の接続点と、誤差増幅器００の一方の入力端子
との間に実効値演算用集積回路００を設けるとともに、
比較器ｕ功の出力端子とトランシフタ（２）のべ−７と
の間に点滅制御用のＮＰＮ型のトランシフタ（ｌ・を設
け、１−ランシフタ０＠のベースに接続された点滅制御
端子０１）に、２００ｍ５ｅｃ毎にトランシフタ（１ｅ
Ｄをオン。

オフする点滅制御信号を入力すると、集積回路０■は実
効値を算出することが不可能になり、電球（７）への供
給電圧の実効値を一定に制御できなくなる。

なお、第３図において、第１図と１司−１２号は１ｈＪ
−もしくは相当するものを示す。

まだ、集積回路ａυは非常に高画であり、安価に形成す
ることが望まれる場合にも用いることができない。

この発明は、前記の諸点に留住してなさ７１だものであ
シ、実効値動作の負荷の７１Ｌ源装置において、ヌイツ
チング動作によシ′市源と１ｉｉｒ記負荷との間を開閉
する出力制御用半導体ヌイツナと、ＩＪ’Ｊ　ｎＬ！負
荷の供給電圧の２乗した電圧の変化にもとづき１）１１
記ヌイツチング動作を制御し、前記供給重圧の実効値を
一定制御するフイツチング制御１１ｉ１部とを備えたこ
とを特徴とする電源装置を提供するものである。

（−して出力制御用半導体ヌイツチのヌイツチ／グ動乍
により負荷に直流電源の’＋ｌＪ、ＬＩ’、：　Ｖ　Ｉ
をパルス的に供給したとき、負荷への供給’ｆＪ’ｉ圧
が供給中の微小時間では変化しないため、メイッチンク
動旨の周Ｊ切をＩ’ｙ　、　１周期Ｔｙにおける出力制
＝１月１　’ｌ’　Ｊ！ネ休体イツチのオン期間をｔｙ
とした場合、１）（給出：１１の実効値ｖｙはつぎの（
４）式のようになる。

Ｖｙ＝Ｖｉｘ７ＦＴ　・・・（４）式 さらに、電圧ｖ１の変動に対して実効値ｖｙを一定に制
御する場合、（４）式にもとづいてオン期間ｔｙはつぎ
の（５）式に示すようになる。

なお、式中のｔｙ、ｔｙは直流電源の電圧がＶｉ、Ｖｉ
’のときそれぞれに実効値ｖｙを得るための期間である
。

そして（５）式から明瞭なように、フイッチング制御部
によシ、供給電圧の２乗した電圧の変化にもとづき、出
力制御用半導体ヌイッチのヌイッチング動作を制御し、
前記２乗した電圧の変化に逆比例してオン期間Ｌｙを変
化すると、供給電圧の実効値Ｖｙを算出することなく、
供＃電圧の実効値ｖｙを一定に制御することができる。

したがって、この発明の電源装置によると、供給電圧の
実効値■グを算出することなく、供給電圧の実効値Ｖ７
を一定に制御することができ、この場合、たとえば第１
図のりアクドル（３）、コイル（４）。

ダイオード（５）を省いて効率を好しぐ高め、直流電源
を形成する電池のエネルギーを有効に利用できるととも
に、第３図の実効１直演算用集積回路（１υを用いるこ
となく安価に形成することができ、さらに、点滅制御す
る灯浮標などにも用いることができて使用範囲が著しく
拡大するものである。

つぎに、この発明を、その実施例を示しメこ第４図以下
の図面とともに詳細に説明する。

まず、■実施例を示した第４図および第５図について説
明する。

第４図に示すように、入力端子θ８）に直流電源を形成
する電池の端子電圧が印加さノ］るとともに、入力端子
０８）にＰＮＰ型の出力制御用１−ランジッタｔ４１の
エミッタが接続され、該トランジッタ（１すのスイッチ
ング＠作によシ、トランシ７りＨのコレクタに接続され
た出力端子Ｃ４と、入力端子（ｊ８）との間が開閉制御
される。

なお、トランジ７りｌＪツによシ出力制御用半４体ヌイ
ッチが形成されている。

そして出力端子旬とアースとの間に、実効値動作の負荷
、たとえば灯浮標の白熱電球１２１）が設けらね、トラ
ンジスタ０りのヌイツチング動作によシミ池の端子電圧
Ｖａがパルヌ的に供給される。

さらに、出力端子（４）とアースとの間に出力端子イ（
イ）の供給電圧ｖｂを分圧する抵抗（２カ、可変抵抗（
２３）の直列回路が設けられ、抵抗曽、可変抵抗（２３
）の接続点から取り出される供給電圧の分圧Ｖｃが、２
東回路ｆ２４１　Ｋ設けられた比較器（ハ）の一方の入
力端子および、アナログツイツチ（２８１の一端に印加
される。

また、クロック端子□□□の２乗口路用クロックパルヌ
信号が２乗口路用錆液発生回路１２８）に入力さね、該
錆液発生回路（至）から比較器のｊの他方の入力端子に
右上りの２乗回路用鋸波電圧Ｖｄが出力される。

そして比較ｇりゐ１は供給電圧の分圧Ｖｃが錆液発生回
路（２８）の調波電圧Ｖｄより高い間、アナログツイツ
チ（２ωをオンに制御し、アナログツイツチのを介した
分圧Ｖｃが、ヌイッチ■の他端とアースとの間に設けら
れた平滑用の抵抗の、コンデンサ１３０）の直列回路に
より平滑される。

さらに、抵抗！２！ＩＩとコンデンサ１３０１の接続点
の直流電圧Ｖｅが出力制御用比較器Ｃ１）の一方の入力
端子に印加される。

また、クロック端子（３力の出）ｉ　ｊｌｉ（制御用ク
ロツクパルヌ信号が出力制御用銅波発生回路（３３）に
入ノＪさ力、錆液発生回路１３３）から比較器１４３１
）の他方の入力端子に、右下がシの出力制御用銅波電圧
■ｆが出力される。

なお、クロック端子１支のクロックツ（ｌレヌ信号。

錆液発生回路１３３）の調波電圧Ｖｆの周期は、クロ・
ンク端子（ロ）のクロツクパルヌ信号、鋸波発生回路＋
２８）の調波電圧Ｖｄの周期より大きく設定さねている
。

そして比較器！３１）は、直流電圧Ｖｅが錆液電圧■「
より高い間、出力端子の電圧Ｖｇがローレベルになり、
逆に、調波電圧Ｖｌ’が直流電圧Ｖｃより高い間、出力
端子の電圧Ｖｇがハイレベｌしになる。

さらに、比較器゛３１）の出力端子の＋６１」、Ｖｇか
らなるヌイツチング制両信号が１−ランシヌグ（１ワの
ベースに入力され、電圧Ｖｇがローレベルの間にのみ１
−ランジッタ（１ツがオンする。

なお、１３勇、　＋３５１は両鋸１１発生回路ｔ２８１
　、１３３１に安定化された直流電圧を印加する安定化
電圧端子、１３６）は１点鎖線の構成からなるスイッチ
ング制御部である。

そしてクロック端子１３４に第５図（ａ）に示すように
、周期Ｔｙの出力制御用クロツクパル７信号が入力され
ると、銅被発生回路１３３）から比較器！３１）の他方
の入力端子に、同図（ｂ）に示すようにクロックパルヌ
信号の周期Ｔｙを有する錆液電圧Ｖｆが出力される。

さらに、クロック端子筒に第５図（Ｃ）に示すように、
周期Ｔｚの２東回路用クロックパルヌ信号が入力される
と、銅被発生回路（２８１から比較器にｊの他方の入力
端子に、同図（ｄ）の実線に示すように周期Ｔｚを有す
る錆液電圧Ｖｄが出力される。

そして分圧Ｖｃが第５図（ｄ）の破線Ｈに示すように高
いときは、同図（ｅ）の期間ＴＩ（に示すように比較器
５１の出力電圧のハイレベＩし期間が長くなってアナロ
グヌイツチ（２６１のオン期間が長くなシ、逆に、分圧
Ｖｃが同図（ｄ）の破線りに示すように低いときは、同
図（Ｃ）の期間ＴＬに示すように比較器（２５ｊの出力
電圧のハイレベル期間が短くなってアナｐグフインチ（
２６１のオン期間が短くなる。

ところでアナログヌイッチωのオン期間をｆ、ｚとした
場合、ｔｚ／Ｔｚはつぎの（６）式のようになる。

−＝　Ｋ　Ｘ　Ｖｃ　・〜・（６）式 そして（６）式からつぎの（７）式を得ることができ、
（７）式から明瞭なように、オン期間１．Ｚが分圧Ｖｃ
の１次関数になる。

ｔｚ　＝ＫＸ　Ｔｚ　Ｘ　Ｖｃ　・＝（７）式さらに、
直流電圧Ｖｃがオン期間（１Ｚの分圧ＶＣを周期Ｔｚで
平均した電圧になるため、直流電圧Ｖｄは分圧Ｖｃの２
乗した電圧に比例した電圧になる。

ｖａ　＝ｊ　Ｚ　ｘＶｃ　＝Ｋ　Ｘ　ＴＺ　Ｘ　ＶＣＸ
　ＶＣ＝＝　ＫＸｖｃ２　、、、　（ｓ）式％式％ すなわち、２采回路（２４）は供給電圧Ｖｂの２乗し／
こ電圧に比例した直流電圧Ｖｄを出力する。

そして比較器用）は第５図（ｆ’）に示すように、破線
の錆液電圧Ｖｆと実線の直流電圧ＶＣとの比１咬により
、直流電圧Ｖｅに逆比例して出力ｒ電圧＼７ｇのハイレ
ベル期間が設定され、トランシヌタ（２）が比較器！３
１！のスイッチング制御信号によシヌイツチング動作し
、供給電圧Ｖｌは同図（ｇ）に示すように、供給電圧ｖ
ｂに逆比例した時間のパルヌ電圧になる。

したがって、ＭｉＪ記実施例によると、供給電圧ｖｂの
２乗した電圧の変化にもとづき、電球１２１）への供給
電圧Ｖｌ）の実効値を一定に制御して電球［２υの明る
さを一定に保つことができ、この場合、第１図のりアク
ドル（３）、コンデンサ（４）、ダイオード（５）を省
くことができるため、効率が著しく向上し、電池のエネ
ルギーをほとんど無駄なく利用することができる。

そして２乗回路の４）によシ供給電圧ｖｂの２乗した電
圧に比例した直流電圧ｖｅを形成出力するため、供給電
圧Ｖｌｌの実効値を算出する必要がなく、安価に形成で
きるとともに、たとえば２００　ｍ渡毎に電球＋２］１
を点滅制御しても、供給電圧ｖｂの実効値を一定に副側
１することができ、用途が限定されることはない。

なお、＾１１記実施例では灯浮標などの白熱電球１２１
）を負荷としたが実効値動作のモータなどを負荷として
もよいのは勿論である。

また、クロック端子（潤のクロック／々ルヌ信号の周期
Ｔｚをクロック端子１３２１のクロックツでルヌ信号の
周期Ｔｙより短くする程、直流電圧Ｖｃは正確に分圧Ｖ
ｃの２乗の電圧になる。

そしてクロック端子（２ηのクロツクパルヌ信号は、ク
ロック端子１３４のクロツクパルヌ信号の分周信号から
形成してもよく、さらに、両クロックツ＜Ｉレヌ信号を
同期させなくてもよい。

また、アナログヌイツチ１７！６）の代わりに、ダイオ
ードを用いて、該ダイオードのカソードを比較器１２５
）の出力端子に接続するとともにアノードを抵抗（２２
と可変抵抗（２３）の接続点に接読してもよい。

さらに、たとえばタイマ用果績１川路を用いて比較器（
支））、＠波発生回路（２８１ｆ一体に形成してもよい
。

まだ、前記実施例では２采回路（２４（を、いわゆる時
分割乗算回路により形成したが、たとえばマルチプレク
サ用集積回路などにより形成してもよく、この場合は銅
被発生回路１２８）が不要になる。

ところで１８１Ｊ記実施例では、分圧Ｖｃの２采しだ的
流電圧ＶＣと錆液電圧Ｖｆとを比較器Ｃ３１）にょシ比
較して供給電圧ＶｂＯ芙効値を一定に制御したが、錆液
゛市圧Ｖｆを２東波形の電圧にして分圧Ｖｃと２乗波形
の７１デ圧とを比較してもよく、この場合は、たとえば
第６図に示すように構成する。

同図において、第４図と同一記号は同一もしく（は相当
するものを示し、第７図（ａ）の錆液電圧Ｖｆを比較器
１３７）の一方の入力端子およびアナログツイツチ１３
８）の一端に印加するとともに、同図（ＩＪ）の錆液′
＋１１圧Ａｒｄを比較Ｍ＋３７）の他方の入力端子に印
加する。

そして比較器１３７）によシ鋸波電圧Ｖｆと錆液電圧Ｖ
ｄとを比較し、比較器（３７）の出力電圧にょシアナロ
グヌイッチ＋３８１のオン、オフを制御し、アナログツ
イツチ（３８）の他端とアークとの間に直列に設けられ
た抵抗（３９）とコンデンサ１４ｏ）の接１読点に、第
７図（Ｃ）の実線に示す２乗波形の電圧ｖｈを形成出力
する。

さらに、分圧ＶＣを比較器■の一方の入力端子にＥｌｌ
加するとともに、電圧Ｖｈを比較ｇＲ３ＣＩの他方の入
力端子に印加し、比較ｇ？ｒ　＋：１ｔｌｌにより分圧
Ｖｃと電圧Ｖｌ＋とを比較する。

そして比較器（３０１の出力電圧Ｖｇによりトランシヌ
タＱりのフイツチング動作を制御し、第４図の場合と同
様に、第７図（Ｃ）の破線に示すように分圧が低くなる
に従ってトランジヌタ０１のオン期間ヲ短くし、同図（
（１）に示す供給重圧Ｖｂを電球１２１）に供給する。

なお、第６図の（４１］は２乗回路であり、また第７図
（ａ）　〜（ｄ、）のＴＩ（’　、　ＴＭ’　、　ＴＬ
’は分圧Ｖｃの高、中、低の期間をそれぞれ示す。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電源装置前の１例の結線図、第２図（ａ
）〜（ｄ、）は第１図の動作説明用タイミングチャート
、第３図は従来の電源装置の他の例の結線図、第４図以
下の図面はこの発明の電源装置ｄの実施例を示し、第４
図はｌ実施例の結線図、第５図（ａ）〜Ｑ）は第４図の
動作説明用タイミングチャー１−１第６図は他の実施例
の結線図、第７１図（ｆｌ）　〜（ＣＩ）　！″！、第
６１の動作説明用タイミングチャートである。 （１＠・・・出力制ｉ卸用トランシヌタ、＋２１１・・
・白熱゛電球、因１　、　＋４１１・・・２乗回路、（
ハ）・・・２策回路用鋸波発生回路、（３３）・・・出
力制御用錆液発生回路、＋３１）・・・出ツノ制御用比
ｌＩＱ　ｔ：？ｉ、１３Ｇ）・・・ヌイツチング制御部
。 代理人　弁理士　藤田龍犬部 第１図 第２図 一−Ｔｈ　Ｔｌ　− 第３図 フ 第４図 手続補正書（自発） １事件の表示 昭和５８年特許願第　１８３７９５号 ２発明の名称 電源装置 ３補正をする者 事件との関係　特　許　出　願　人 出　所　大阪府池田市豊島南２丁目１７６番地の１名　
称　株式会社　ゼニライトブイ ４代理人　〒５３０ 住　所　大阪市北区東天満２丁目９番４号６　補正の内
容 （１）　第１６頁第１０行および第１４行の「直流電圧
ＶｄＪを１直流電圧Ｖｅ　Ｊに補正。 （２）同頁第１２行の（８）式の「Ｖｄ−Ｊを「Ｖｅ＝
Ｊに補正。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ■　実効値動作の負荷の電源装置において、スイッチン
   グ動作によ、！ｌｌｌ直流電源と前記負荷との間を開閉
   する出力制御用半導体スイッチと、前記負荷への供給電
   圧の２乗した電圧の変化にもとづき前記スイッチング動
   作を制御し、前記供給電圧の実効値を一定制御するヌイ
   ッチング制＃部とを備えたことを特徴とする電源装置。 （０スイッチング制御部に、供給電圧の分圧の２乗した
   電圧を形成出力する２乗回路と、前記２乗した電圧と＠
   波電圧とを比較して出カ制御用半導イイ（スイッチにス
   イッチング制御信号を出力する出ツノ制御用比較器とを
   設けたことを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
   電源装置。 ■　スイッチング制御部に、鋸波電圧から２乗電圧波形
   の電圧を形成出力する２乗回路と、該２乗回路の出力電
   圧と供給電圧の分圧とを比較して出とする特許請求の範
   囲第１項に記載の電源装置。