JPH03217132A - 移動体通信の時間分割通信方法とシステム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は移動体通信における無線通信チャネルの時間分
割通信方法とシステムにおける変調信号である時間圧縮
多重信号の有する多重負荷利得の有効利用に関する。さ
らに具体的には、ある無線チャネルが与えられ、これを
用いてサービス・工リア内の多数の移動無線機のうちの
１つが対向する無線基地局と無線回線を設定して通信し
ている最中に、他の移動無線機が同一無線チャネルを用
いて他の無線基地局と通信を開始したとき、周波数の有
効利用上あるいは電波伝搬特性上の理由で、それぞれ通
信中の移動無線機と、無線基地局との間の通信に悪影響
を及ぼすこを未然に除去すると同時に、送信出力の逓減
による周波数の有効利用性を向上する方法と、それを用
いた経済的なシステムを提供せんとするものである。

［従来の技術］ 小ゾーン方式を適用した音声を用いる移動体通信におい
て、時分割時間圧縮多重信号を採用した方式は下記の文
献に記載されている。

文献１．伊藤″携帯電話の方式検討一時分割時間圧縮Ｆ
Ｍ変調方式の提案一″　信学会技報　ＲＣＳ８９−１１
　　　平成元年７月 文献２．伊藤′゛携帯電話の方式検討一時分割時間圧縮
ＦＭ変調方式の理論検討″　信学会技報ＲＣＳ８９−３
９　　　平成元年１０月３ すなわち、文献１においては、送信信号（ベスバンド信
号）をあらかじめ定めた時間間隔単位に区切って記憶回
路に記憶し、これを読み出すときには記憶回路に記憶す
る速度よりもｎ倍の高速により所定のタイム・スロット
で読み出し、このタイム・スロットによって収容された
信号で搬送波を角度変調または振幅変調して、時間的に
断続して送受信するために移動無線機および無線基地局
に内蔵されている、それぞれ対向して交信する受信ミク
サを有する無線受信回路と、送信ミクサを有する無線送
信回路と、無線受信回路の受信ミクサに印加するシンセ
サイザと無線送信回路の送信ミクサに印加するシンセサ
イザとに対しスイッチ回路を設け、それぞれ印加するシ
ンセサイザの出力を断続させ、この断続状態を送受信と
もに同期し、かつ対向して通信する無線基地局にも上記
と同様の断続送受信を移動無線機のそれと同期させる方
法を用い、かつ受信側では前記所定のタイム・スロット
に収容されている信号のみを取り出すために、無線受信
回路を開閉して受信し、復調４ して得た信号を記憶回路に記憶し、これを読み出すとき
にはこの記憶回路に記憶する速度のｎ分の１の低速度で
読み出すことにより、送信されてきた原信号であるベー
スバンド信号の再生を可能とするシステムを構築したシ
ステム例が報告されている。

また文献２には、上記のような丁ＣＭ（時分割時間圧縮
多重）−ＦＭ方式を小ゾーンに適用した場合に問題とな
る隣接チャネル干渉や、同一チャネル干渉の検討が行わ
れており、システム・パラメータを適切に選定すること
によりシステム実現の可能性が示されている。

また、音声信号を周波数変換し、周波数軸に重ならない
ようにして多重化した、いわゆる周波数分割多重信号の
有する多重負荷利得は、たとえば下記の文献３および４
に示されている。

文献３．８、Ｄ．　Ｈｏｌｂｒｏｏｋ，　Ｊ．Ｔ．Ｄｉ
ｘｏｎ：　ＬｏａｄＲａｔｉｎｇ　Ｔｈｅｏｒｙ　ｆｏ
ｒ　Ｍｕｌｔｉｃｈａｎｎｅｌ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ
，ＢＳＴＪ，１Ｂ，　　Ｏｃｔ．，　　１９３９文献４
．Ｃ，Ｂ．Ｆｅｌｄｍａｎ他”Ｂａｎｄ　Ｗｉｄｔｈ　
ａｎｄＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｐｅｒｆｏｒｍａｎ
ｃｅ　”　ＢＳＴＪ．　　Ｊｕｌｙ　１９４９４９０〜
５９５頁 第８図は上記の文献３のＦｉｇ．　７より作成されたも
のであり、また第９図は上記の文献４の４９５頁より引
用したものであり、第８図に示したものと実質的に同じ
多重負荷利得を得ることができることを示している。

以下簡単に多重負荷利得の得られる理由と、無線の角度
変調への応用を説明する。

電話信号の流れている、ある動作中の通話路のレベルは
、人により、性により、加入者線の長さによっても異な
り、同一人が連続して話していても、詔と語の間には必
ず間隔がある。また、先方が話している間は片方は話さ
ず１方向は何も信号が加わらない。交換接続中も話さな
い。このため個々の信号レベルは多様であり、これの合
成信号も簡単に求められない。しかし、これを明らかに
することが、ひずみ・漏話・準漏話・雑音等を満足され
る値に保った中継回線を作るために最も重要で、基本と
なる問題である。そのため多くの人々によって研究され
てきた。

搬送波を抑圧したＦＤＭ方式（ＳＳ：ＳｉｎＣＩＩｅ　
ｓｉｄｅｂａｎｄを適用した方式》のレベルはこのよう
な音声の合成で、各音声が同時に重なり合う確率はまれ
であり、通話路数Ｎが少ない間は大きく変動する各音声
が、合成信号に与える影響は直接的であるが、多重数が
増加するに従って、個々の影響は直接的でなくなり、確
率的に平均化ざれる。そのために、合成信号の尖頭値は
通話路数の増加に従って極めてゆっくり増加する。これ
を、Ｂ．Ｄ．　ＨｏｔｂｒｏｏｋとＪ．Ｔ．　Ｄｉｘｏ
ｎ（上記の文献３）が米国の電話について統計的に求め
た。その結果によれば、多重信号の尖頭値と同じ尖頭値
をもつ制限波の電力の変化は、第８図のようになる。多
重電話信号の尖頭値の増加がいかに少ないかを示すため
、個々の信号の尖頭電圧の和と比較すると、第８図の“
多重負荷利得のようになる。すなわち、たとえば９６０
通話路方式は６通話路を同時に最高負荷し、９５４通話
路の信号を負荷しなかったのと同じ尖頭電圧になる。

７ ＳＳ−ＦＭ方式では、合成信号の電圧の変動が周波数偏
移になるから、合成の尖頭周波数偏移をある値にしたと
き、多重通話路数Ｎが大きくなると、各通話信号が電圧
和するときに較べて、第８図に示した多重負荷利得だけ
各通話路あたりの変調指数を大きくすることができ、先
頭周波数偏移を任意の値にした時に与えられるＳ／Ｎよ
りもそれだけ多く改善される。

［発明が解決しようとする課題］ 前記の文献１および２に示されたシステム構築例では、
無線基地局から多数の移動無線機あてに送信される時分
割時間圧縮多重信号の多重負荷利得の存在について開示
されておらず、この多重負荷利得を活用していない。

したがって、もし、この多重負荷利得に関する解析がな
されていたならば、システム設計において得られるであ
ろう多くの利点、すなわち、周波数変調の深さを増加す
ることにより可能となる送信出力レベルの逓減や、丁Ｃ
Ｍ信号を増幅するための増幅器の設計の容易さ、動作レ
ベル設定範囲只 の拡大による経済的増幅器の実現、あるいはミキサ，抵
抗，コンデンサの定格条件の緩和による経済化などの利
点を具体的に実現することができないという解決される
べき課題があった。

文献３および４に開示ざれたものは、音声信号を周波数
変換し、周波数軸上において重ならないように多重化し
た、いわゆる周波数分割多重信号における多重負荷利得
について明らかにしたものであり、時分割時間圧縮多重
（ＴＣＭ）信号に適用できるものではなく、多重負荷利
得の存在も不明であり、ＴＣＭ信号においても多重負荷
利得の存在が明らかにざれたならば、システム設計にお
いて得られるであろう多くの利点（前記文献１および２
の場合に同じ》を具体的に実現することができないとい
う解決ざれるべき課題があった。

Ｌ課題を解決するための手段コ 丁ＣＭ（時分割時間圧縮多重）信号の多重数（通話路数
》，１フレームの時間長，原信号の有する最高周波数を
パラメータにとり、丁ＣＭ信号の有する多重負荷利得を
標本化定理を用いて、ＦＤＭ（周波数分割多重信＠）に
おける多重負荷利得との関係において明確に導出し、こ
れを実用化可能なものとした。

［作用］ ＴＣＭ信号においても多重負荷利得が存在することが明
らかとなったことから、システムの各種の設計パラメー
タを用いて多重負荷利得を具体的に算出できるようにな
り、干渉妨害等を許容値以内に保ちつつ、ＦＭ　（ＰＭ
）変調の変調度を深めることにより、送信出力の逓減を
可能とした。したがって、増幅器の設計が容易となり、
また、ミクサ，抵抗，コンデンサ等受動回路の定格値を
下げることができ、経済的なシステムの構築が可能とな
った。

［実施例］ 第１Ａ図，第１Ｂ図および第１Ｃ図は、本発明の一実施
例を説明するためのシステム構成を示している。

第１Ａ図において、１０は一般の電話網であり、２０は
電話網１０と無線システムとを交換接続するだめの関門
交２換機である。３０は無線基地局であり関門交換機２
０とのインタフエイス、信号の速度変換を行う回路、タ
イム・スロットの割当てや選択をする回路、制御部など
があり、無線回線の設定や解除を行うほか、移動無線機
１００（１００−１〜１００−ｎ）と無線信号の授受を
行う無線送受信回路を有している。

ここで、関門交換機２０と無線基地局３０との間には、
通話チャネルＣＩ−１１〜ＣＩ−Ｉｎの各通話信号と制
御用の信号を含む通信信号２２−１〜２２ｎを伝送する
伝送線がある。

第１Ｂ図には、無線基地局３０との間で交信をする移動
無線機１００の回路構成が示されている。

アンテナ部に受けた制御信号や通話信号などの受信信号
は受信ミクサ１３６と受信部１３７を含む無線受信回路
１３５に入り、その出力である通信信号は、速度復元回
路１３８と、制御部１４０とクロツク再生器１４１に入
力される。クロツク再生器１４１では、受信した信号の
中からクロックを再生してそれを速度復元回路１３８と
制御部１１１ ４０とタイミング発生器１４２に印加している。

速度復元回路１３８では、受信信号中の圧縮されて区切
られた通信信号の速度（アナログ信号の場合はピッチ）
を復元して連続した信号として電話機部１０１および制
御部１４０に入力している。

電話機部１０１から出力される通信信号は、速度変換回
路１３１で通信信号を所定の時間間隔で区切って、その
速度（アナログ信号の場合はピッチ）を高速（圧縮）に
して、送信ミクサ１３３と送信部１３４とを含む無線送
信回路１３２に印加される。

送信部１３４に含まれた変調器の出力は送信ミクサ１３
３において、所定の無線周波数に変換され、アンテナ部
から送出されて、無線基地局３０によって受信される。

移動無線機１００より、使用を許可されたタイム・スロ
ットを用いて無線基地局３０宛に無線信号を送出するに
は、第１Ｂ図に示すタイミング発生器１４２からのタイ
ミング情報か、制御部１４０を介して得られている事が
必要１　つ である。

このタイミング発生器１４２では、クロツク再生器１４
１からのクロツクと制御部１４０からの制御信号により
、送受信断続制御器１２３，速度変換回路１３１や速度
復元回路１３８に必要なタイミングを供給している。

この移動無線機１００には、さらにシンセサイザ１２１
−１および１２１−２と、切替スイッチ１２２−１．１
２２−２と、切替スイッチ１２２−１，１２２−２をそ
れぞれ切替えるための信号を発生する送受信断続制御器
１２３およびタイミング発生器１４２が含まれており、
シンセサイザ１２１−１，１２１−２と送受信断続制御
器１２３とタイミング発生器１４２とは制御部１４０に
よって制御されている。各シンセサイザ１２１−１．１
２１−２には、基準水晶発振器１２０から基準周波数が
供給されている。

第１Ｃ図には無線基地局３０が示されている。

関門交換機２０との間のｎチャネルの通信信号２２−１
〜２２−ｎは伝送路でインタフエイスをなす信号処理部
３１に接続される。

さて、関門交換機２０から送られてきた通信信号２２−
１〜２２−ｎは、無線基地局３０の信号処理部３１へ入
力される。信号処理部３１では伝送損失を補償するため
の増幅器が具備されているほか、いわゆる２線−４線変
換がなされる。すなわち入力信号と出力信号の混合分離
が行われ、関門交換機２０からの入力信号は、信号速度
変換回路群５１へ送られる。また信号速度復元回路群３
８からの出力信号は、信号処理部３１で入力信号と同一
の伝送路を用いて関門交換機２０へ送信される。上記の
うち関門交換機２０からの入力信号は多くの信号速度変
換回路５１−１〜５１−ｎを含む信号速度変換回路群５
１へ入力され、所定の時間間隔で区切って速度（ピツチ
）変換を受ける。

また無線基地局３０より関門交換＠２０へ伝送される信
号は、無線受信回路３５の出力が、信号選択回路群３９
を介して、信号速度復元回路群３８へ入力され、速度（
ピッチ）変換されて信＠処理部３１へ入力される。

さて、無線受信回路３５の制御または通話信号の出力は
タイム・スロット別に信号を選択する信号選択回路３９
−１〜３９−ｎを含む信号選択回路群３９へ入力ざれ、
ここで各通話チャネルＣＩ−１１〜ＣＨｎに対応して通
話信号が分離される。この出力は各チャネルごとに設け
られた信号速度復元回路３８−１〜３８−ｎを含む信号
速度復元回路群３８で、信号速度（ピッチ）の復元を受
けた後、信号処理部３１へ入力ざれ、４線−２線変換を
受けた後この出力は関門交換機２０へ通信信号２２−１
〜２２−ｎとして送出される。

つぎに信号速度変換回路群５１の機能を説明する。

一定の時間長に区切った音声信号や制御信号等の入力信
号を記憶回路で記憶させ、これを読み出すときに速度を
変えて、たとえば記憶する場合のたとえば１５倍の高速
で読み出すことにより、信号の時間長を圧縮することが
可能となる。信号速度変換回路群５つの原理は、テープ
・レコーダにより録音した音声を高速で再生する場合と
同じで１　．５ あり、実際には、たとえば、Ｃ　Ｃ　Ｄ　（　Ｃｈａｒ
ｇｅＣｏｕｐｌｅｄ　Ｄｅｖｉｃｅ　）　．　ＢＢＤ　
（Ｂｕｃｋｅｔ　ＢｒｉｇａｄｅＤｅｖｉｃｅ　）が使
用可能であり、テレビジョン受信機や会話の時間軸を圧
縮あるいは伸長するテープ・レコーダに用いられている
メモリを用いることができる（参考文献：小坂　他　“
′会話の時間軸を圧縮／伸長するテープ・レコーダ″　
日経エレクトロニクス　１９７６年７月２６日　９２〜
１３３頁》。

信号速度変換回路群５１で例示したＣＯＤやＢＢＤを用
いた回路は、上記文献に記載されているごとく、そのま
ま信号速度復元回路群３８にも使用可能で、この場合に
は、クロツク発生器４１からのクロックと制御部４０か
らの制御信号によりタイミングを発生するタイミング発
生器４２からのタイミング信号を受けて、書き込み速度
よりも読み出し速度を低速にすることにより実現できる
。

関門交換機２０から信号処理部３１を経由して出力され
た制御または音声信号は信号速度変換回路群５１に入力
され、速度（ピッチ）変換の処理１　暮 が行われたのちにタイム・スロット別に信号を割当てる
信号割当回路群５２に印加される。この信号割当回路群
５２はバッファ・メモリ回路であり、信号速度変換回路
群５１から出力された１区切り分の高速信号をメモリし
、制御部４０の指示により与えられるタイミング発生回
路４２からのタイミング情報で、バッフ７・メモリ内の
信号を読み出し、無線送信回路３２へ送信する。この結
果、通信信号はチャネル対応でみた場合には、時系列的
にオーバラップなく直列に並べられており、後述する制
御信号または通話信号が全実装ざれる場合には、あたか
も連続信号波のようになる。

この圧縮した信号の様子を第２Ａ図および第２Ｂ図に示
し説明する。

信号速度変換回路群５１の出力信号は信号割当回路群５
２に入力され、あらかじめ定められた順序でタイム・ス
ロットが与えられる。第２Ａ図（ａ＞のＳＤＩ．ＳＤ２
−．ＳＤｎは速度変換された通信信号が、それぞれタイ
ム・スロット別に割当てられていることを示している。

ここで、１つのタイム・スロットの中は図示のごとく同
期信号と制御信号または通話信号が収容されている。通
話信号が実装されていない場合は、同期信号だけで通話
信号の部分は空スロット信号が加えられる。このように
して、第２Ａ図（ａ）に示すように、無線送信回路３２
においては、タイム・スロットＳＤ１〜ＳＤｒｌで１フ
レームをなす信号が変調回路に加えられる事になる。

送信されるべく時系列化ざれた多重信号は、無線送信回
路３２において、角度変調ざれたのちに、アンテナ部よ
り空間へ送出される。

電話の発着呼時において通話に先行して無線基地局３０
と移動無線機１００との間で行われる制御信号の伝送に
ついては、電話信号の帯域内または帯域外のいづれを使
用する場合も可能である。

第３Ａ図はこれらの周波数関係を示す。すなわち、同図
（ａ）においては帯域外信号の例であり、図のごとく、
低周波側（２５０１−１ｚ）や高周波側（３８５０ＨＺ
）を使用することができる。この信号は、たとえば通話
中に制御信号を送りたい場合に使用ざれる。

第３Ａ図（ｂ）においては、帯域内信号の例を示してお
り、発着呼時において使用ざれる。

上記の例はいづれもトーン信号の場合であったが、トー
ン信号数を増したり、トーンに変調を加え副搬送波信号
とすることで多種類の信号を高速で伝送することが可能
となる。

以上はアナログ信号の場合であったが、制御信号として
デイジタル・データ信号を用いた場合には、音声信号も
デイジタル符号化して、両者を時分割多重化して伝送す
ることも可能であり、この場合の回路構成を第３Ｃ図に
示す。第３Ｃ図は、音声信号をデイジタル符号化回路９
１でデイジタル化し、それとデータ信号とを多重変換回
路９２で多重変換し、無線送信回路３２に含まれた変調
回路に印加する場合の一例である。ただし、ディジタル
・データ信号においては、後述するアナログ信号多重時
の多重負荷利得は通常存在しないから、システム設計に
はこの点の留意が必要である。

１９ そして対向する受信機で受信し復調回路において第３Ｃ
図で示したのと逆の操作を行えば、音声信号と制御信号
とを別々にとり出すことが可能である。

一方移動無線機１００から送られてきた信号は、無線基
地局３０のアンテナ部で受信され、無線受信回路３５へ
入力される。第２Ａ図（ｂ）は、この上りの入力信号を
模式的に示したものである。

すなわち、タイム・スロットＳＵ１，ＳＵ２．・・・Ｓ
Ｕｎは、移動無線機１００−１，１００−２．・・・，
１００−ｎからの無線基地局３０宛の送信信号を示す。

また各タイム・スロットｓｕ”ｔ，ｓｕ２，・・・，ｓ
ｕｎの内容を詳細に示すと、第２Ａ図（ｂ）の左下方に
示す通り同期信号および制御信号または（および）通話
信号より成り立っている。

ただし、無線基地局３０と移動無線機１００との間の距
離の小さい場合や信号速度によっては、同期信号を省略
することが可能である。さらに、上記の上り無線信号の
無線搬送波のタイム・スロット内での波形を模式的に示
すと、第２Ｂ図（Ｃ＞２０ のごとくなる。

さて、無線基地局３０へ到来した入力信号のうち制御信
号については、無線受信回路３５から直ちに制御部４０
へ加えられる。ただし、速度変換率の大きさによっては
、通話信号を同様の処理を行った後に信号速度復元回路
群３８の出力から制御部４０へ加えることも可能である
。また通話信号については、信号選択回路群３９へ印加
される。

信号選択回路群３９には、制御部４０からの制御信号の
指示により、所定のタイミングを発生するタイミング発
生回路４２からのタイミング信号が印加され、各タイム
・スロットＳＵ１〜Ｓｕｎごとに同期信号，制御信号ま
たは通話信号が分離出力される。これらの各信号は、信
号速度復元回路群３８へ入力ざれる。この回路は送信側
の移動無線機１００における速度変換回路１３１（第１
Ｂ図）の逆変換を行う機能を有しており、これによって
原信号が忠実に再生され関門交換機２０宛に送信される
ことになる。

以下本発明における信号空間を伝送される場合の態様を
所要伝送帯域や、これと隣接した無線チャネルとの関係
を用いて説明する。

第１Ｃ図に示すように、制御部４０からの制御信号は信
号割当回路群５２の出力と平行して無線送信回路３２へ
加えられる。ただし、速度変換率の大きさによっては通
話信号と同様の処理を行った後、信号割当回路群５２の
出力から無線送信回路３２へ加えることも可能である。

つぎに移動無線機１００においても、第１Ｂ図に示すご
とく無線基地局３０の機能のうち通話路を１チャネルと
した場合に必要とされる回路構成となっている。

原信号たとえば音声信号（　０．３ＫＨｚ〜３．０ＫＨ
ｚ）が信号速度変換回路群５１（第１Ｃ図）を通った場
合の出力側の周波数分布を示すと第３Ｂ図に示すごとく
になる。すなわち前述のように音声信号が１５倍に変換
されるならば、信号の周波数分布は第３Ｂ図のこと＜　
４．５ＫＨＺ　〜４５ＫＨＺに拡大されていることにな
る。ここでは信号の周波数分布が拡大されているが、波
形の形態は単に周波数軸を引き延ばされただけであり、
波形そのものは変化がないことに留意する必要がある。

これは多重負荷利得の値を求める時に必要となる。さて
、第３Ｂ図においては、制御信号は音声信号の下側周波
数帯域を用いて同時伝送されている場合を示している。

この信号のうち制御信号（０．２〜４．０ＫＨＺ　）お
よび通話信号ＣＨ１　（　４．５〜４５ＫトＩＺでＳＤ
Ｉとして表されている）がタイム・スロット、たとえば
ＳＤ１に収容ざれているとする。

他のタイム・スロットＳＤ２〜ＳＤｒｌに収容ざれてい
る音声信号も同様である。

すなわち、タイム・スロットＳＤｉ　　（ｉ＝２．３，
　・．ｎ＞には制御信号（　０．２　〜４．ＯＫ＋−１
２　＞と通信信号Ｑｌ−１ｉ（４．５〜４５ＫＨＺ＞が
収容されている。ただし、各タイム・スロット内の信号
は時系列的に並べられており、一度に複数のタイム・ス
ロット内の信号が同時に無線送信回路３２に加えられる
ことはない。

これらの通話信号が制御信号とともに無線送信回路３２
に含まれた角度変調部に加えられると、所要の伝送帯域
として、すくなくとも ２３ ｆｏ±４５ＫＨＺ を必要とする。ただし、ｆｏは無線搬送波周波数である
。ここでシステムに与えられた無線チャネルが複数個あ
る場合には、これらの周波数問隔の制限から信号速度変
換回路群５１による信号の高速化は、ある値に限定され
ることになる。複数個の無線チャネルの周波数間隔をｆ
，。，とし、上述の音声信号の高速化による最高信号速
度をｆＨとすると両者の間には、つぎの不等式が成立す
る必要がある。

ｆ　　　＞２ｆ■ ｒｅｐ 一方、ディジタル信号では、音声は通常５４ｋｂ／Ｓ程
度の速度でディジタル化されているからアナログ信号の
場合を説明した第３Ｂ図の横軸の目盛を１桁程度引上げ
て読む必要があるが、上式の関係はこの場合にも成立す
る。

また、移動無線機１００より無線基地局３０へ入来した
制御信号は、無線受信回路３５へ入力されるが、その出
力の一部は制御部４０へ入力ざれ、他は信号選択回路群
３９を介して信号速度復元回２４ 路群３Ｂへ送られる。そして後者の制御信号は送信時と
全く逆の速度変換（低速信号への変換）を受けた後、一
般の電話網１０に使用ざれているのと同様の信号速度と
なり信号処理部３１を介して関門交換１１２０へ送られ
る。

つぎに、本発明によるシステムの発着呼動作に関し、音
声信号の場合を例にとって説明する。

（１）移動無線機１００からの発呼 第４Ａ図および第４Ｂ図に示すフローチャートを用いて
説明する。

移動無線機１００の電源をオンした状態にすると、第１
Ｂ図の無線受信回路１３５では、下り（無線基地局３０
→移動無線機１００）無線チャネル（チャネルＣＨＩと
する）に含まれている制御信号の捕捉を開始する。もし
システムに複数の無線チャネルが与えられている場合に
は、ｉ》　最大の受信入力電界を示す無線チャネル１１
》　　無線チャネルに含まれている制御信号により指示
ざれる無線チャネル ｉｉ》　　無線チャネル内のタイム・スロットのうち空
タイム・スロットのあるチャネル など、それぞれシステムに定められている手順にしたが
い無線チャネル（以下チャネルＣｌ｛１とする》の受信
状態にはいる。これは第２Ａ図（ａ）に示されているタ
イム・スロットＳＤｉ内の同期信号を捕捉することによ
り可能である。制御部１４０では、シンセサイザ１２１
−１に無線チャネルＣＨ１の受信を可能とする局発周波
数を発生させるように制御信号を送出し、また、スイッ
チ１２２−１もシンセサイザ１２１−１側に倒し固定し
た状態にある。

そこで、電話機部１０１の受信機をオフ・フック（発呼
開始）すると（Ｓ２０１、第４Ａ図）、第１Ｂ図のシン
セサイザ１２１−２は、無線チャネルＣＨ１の送信を可
能とする局発周波数を発生させるような制御信号を制御
部１４０から受ける。

またスイッチ１２２−２もシンセサイザ１２１−２側に
倒し、固定した状態になる。つぎに無線チャネルＣＨ１
を用い電話機部１０１から出力された発呼用制御信号を
送出する。この制御信号は、第３Ａ図（ｂ）に示される
周波数帯により、これを、たとえばタイム・スロットＳ
ｕｎを用いて送信される。

この制御信号の送出はタイム・スロットＳｕｎだけに限
定され、バースト的に送られ他の時間帯には信号は送出
されないから他の通信に悪影響を及ぼすことはない。た
だし、制御信号の速度が比較的低速であったり、あるい
は信号の情報量が大きく、１つのタイム・スロット内に
収容不可能な場合には、１フレーム後またはさらに、次
のフレームの同一タイム・スロットを使用して送信され
る。

タイム・スロットＳｕｎを捕捉するには具体的にはつぎ
の方法を用いる。無線基地局３０から送信されている制
御信号には、第２Ａ図（ａ）に示す通り、同期信号とそ
れに続く制御信号か含まれており移動無線機１００はこ
れを受信することにより、フレーム同期が可能になる。

ざらにこの制御信号には、現在使用中のタイム・スロッ
ト、未２７ 使用のタイム・スロット（空タイム・スロット表示）な
どの制御情報が含まれている。システムによっては、タ
イム・スロットｓｏｒ　＜ｉ＝１．２．・・・，ｎ）が
他の通信によって使用ざれているときには、同期信号と
通話信号しか含まれていない場合もあるが、このような
場合でも未使用のタイム・スロットには通常同期信号と
制御信号が含まれており、この制御信号を受信すること
により、移動無線１１１００がどのタイム・スロットを
使用して発呼信号を送出すべきかを知ることができる。

なお、すべてのタイム・スロットが使用中の場合には、
この無線チャネルでの発呼は不可能であり、別の無線チ
ャネルを掃引して探索する必要がある。

また別のシステムでは、どのタイム・スロット内にも空
スロット表示がなされていない場合があり、このときは
、それに続く音声多重信号ＳＤＩ，ＳＤ２．・・・，Ｓ
Ｄｎの有無を次々に検索し、空タイム・スロツ１〜を確
認する必要がある。

さて本論にもどり無線基地局３０から、以上のつｐ いづれかの方法により送られてきた制御情報を受信した
移動無線ａ１００では、自己がどのタイム・スロットで
発呼用制御信号を送出すべきか、その送信タイミングを
含めて判断することができる。

そこで上り信号用のタイム・スロットＳｕｎが空スロッ
トと仮定すると、この空タイム・スロットを使用するこ
とにし、発呼用制御信号を送出して無線基地局３０から
の応答信号から必要なタイミングをとり出して、バース
ト状の制御信号を送出することができる。

もし、他の移動無線機から同一時刻に発呼があれば呼の
衝突のため発呼信号は良好に無線基地局３０へ伝送され
ず再び最初から動作を再開する必要を生ずるが、この確
率はシステムとしてみた場合には、十分に小さい値にお
さえられている。もし呼の衝突をさらに低下させるには
、つぎの方法がとられる。それは移動無線機１００が発
呼可能な空タイム・スロットをみつけたとして、そのタ
イム・スロットを全部使用するのではなく、ある移動無
線機には前半部、ある移動無線機には後半部のみを使用
させる方法である。すなわち発呼信号として、タイム・
スロットの使用部分を何種類かに分け、これを用いて多
数の移動無線機を群別し、その各群に、それぞれその１
つのタイム・スロット内の時間帯を与える方法である。

別の方法は、制御信号の有する周波数を多種類作成し、
これを多数の移動無線機を群別し、その各群に与える方
法である。この方法によれば周波数の異なる制御信号が
同一のタイム・スロットを用いて同時に送信されても無
線基地局３０で干渉を生じることはない。以上の２つの
方法を別々に用いてもよいし、併用すれば効果は相乗的
に上昇する。

さて移動無線機１００からの発呼用制御信号が良好に無
線基地局３０で受信され移動無線機１００のＩＤ（識別
番号〉を検出したとすると（８２０２〉、制御部４０で
は、現在空いているタイム・スロットを検索する。移動
無線機１００に与えるタイム・スロットはＳｕｎでもよ
いが、念のために検索を実行する。それは移動無線機１
００のほかに、他の移動無線機からの同時発呼に対応す
るためや、サービス種類やサービス区分に適したタイム
・スロットを与えるためでもある。

この結果、たとえばタイム・スロットＳＤＩが空いてい
るとすると、移動無線１１１００に対し前記無線チャネ
ルＣＨ１のタイム・スロットＳＤＩを用い下り制御信号
によりタイム・スロット上り（移動無線機１００→無線
基地局３０）ＳＵ１，およびこれに対応する下り（無線
基地局３０→移動無線機１００）ＳＤＩを使用するよう
に指示する（３２０３）。これに応じて移動無線機１０
０では、指示されたタイム・スロットＳＤＩで受信可能
な状態へ移行するとともに下りのタイム・スロットＳＤ
Ｉに対応する上り無線チャネル用のタイム・スロットで
あるＳＵ１（第２Ａ図（ｂ）参照》を選択する。このと
き移動無線＠１００の制御部１４０においては、送受信
断続制御器１２３を動作させ、スイッチ１２２−１およ
び１２２２を動作開始させる（３２０４＞。それと同時
にスロット切替完了報告を上りタイム・スロットＳＵ１
を用いて無線基地局３０に送出し（８２０５）３１ 、ダイヤル・トーンを待つ（Ｓ２０６＞。

この上り無線信号の無線搬送波のタイム・スロットＳＵ
１の状態を模式的に示すと第２Ｂ図（Ｃ）のごとくなる
。無線基地局３０には、タイム・スロットＳＵ１のほか
に、他の移動無線機１００からの上り信号としてＳＵ３
やＳｕｎが１フレームの中に含まれて送られてきている
。

スロット切替完了報告を受信した無線基地局３０では（
３２０７）、発呼信号を関門交換機２０に対し送出し（
８２０８）、これを受けた関門交換機２０では移動無線
機１００のＩＤを検出し、関門交換機２０に含まれたス
イッチ群のうちの必要なスイッチをオンにして（Ｓ２０
９＞、ダイヤル・トーンを送出する（Ｓ２１０、第４Ｂ
図〉。

このダイヤル・トーンは、無線基地局３０により転送さ
れ（３２１１＞、移動無線機１００では、通話路が設定
されたことを確認する（Ｓ２１２＞。

この状態に移行したとき移動無線機１００の電話機部１
０１の受話器からダイヤル・トーンが聞えるので、ダイ
ヤル信号の送出を始める。このダイ３２ ヤル信号は速度変換回路１３１により速度変換され送信
部１３４および送信ミクサ１３３を含む無線送信回路１
３２より上りタイム・スロットＳＵ１を用いて送出され
る（３２１３＞．かくして、送信されたダイヤル信号は
無線基地局３０の無線受信回路３５で受信される。この
無線基地局３０では、すでに移動無線機１００からの発
呼信号に応答し、使用すべきタイム・スロットを与える
とともに、無線基地局３０の信号選択回路群３９あよび
信号割当回路群５２を動作させて、上りのタイム・スロ
ットＳＵ１を受信し、下りのタイム・スロットＳＤＩの
信号を送信する状態に移行している。したがって移動無
線１１１００から送信ざれてきたダイヤル信号は、信号
選択回路群３９の信号選択回路３９−１を通った後、信
号速度復元回路群３８に入力され、ここで原送信信号が
復元され、信号処理部３１を介して通話信号２２−１と
して関門交換１ｆｉ２０へ転送ざれ（３２１４＞、電話
網１０への通話路が設定ざれる（８２１５＞。

一方、関門交換機２０からの入力信号（当初制御信号、
通話が開始されれば通話信号）は、無線基地局３０にお
いて信号速度変換回路群５１で速度変換を受けた後、信
号割当回路群５２の信号割当回路５２−１によりタイム
・スロットＳＤＩが与えられている。そして無線送信回
路３２から下りの無線チャネルのタイム・スロットＳＤ
１を用いて前記移動無線機１００宛に送信される。前記
移動無線機１００では、無線チャネルＣＨ１のタイム・
スロットＳＤＩにおいて受信待機中であり無線受信回路
１３５で受信ざれ、その出力は速度復元回路１３８に入
力ざれる。この回路において送信の原信号が復元され、
電話機部１０１の受話器に入力される。かくして、移動
無線機１００と一般の電話網１０の内の一般電話との間
で通話が開始されることになる（８２１６＞。

終話は移動無線機１００の電話機部１０１の受話器をオ
ン・フックすることにより（Ｓ２１７＞、終話信号と制
御部１４０からのオン・フック信号とが速度変換回路１
３１を介して無線送信回路１３２より無線基地８３０宛
に送出されるとともに（Ｓ２１８＞、制御部１４０では
送受信断続制御器１２３の動作を停止させかつ、スイッ
チ１２２１および１２２−２をそれぞれシンセサイザ１
２１−１および１２１−２の出力端に固定する。

一方、無線基地局３０の制御部４０では、移動無線機１
００からの終話信号を受信すると関門交換機２０宛に終
話信号を転送し（Ｓ２１９＞、スイッチ群（図示せず）
のスイッチをオフして通話を終了する（Ｓ２２０＞。同
時に無線基地局３０内の信号選択回路群３９および信号
割当回路群５２を開放する。

以上の説明では無線基地局３０と移動無線機１００との
間の制御信号のやりとりは信号速度変換回路群５１，信
号速度復元回路群３８等を通さないとして説明したが、
これは説明の便宜上であって、音声信号と同様に信号速
度変換回路群５１、信号速度復元回路群３８、制御信号
速度変換回路４８や信号処理部３１を通しても何ら支障
なく通信が実施可能である。

３５ （２）移動無線機１００への着呼 移動無線機１００は電源をオンした状態で待機中とする
。この場合移動無線１１００からの発呼の項で説明した
ごとく、システムで定められている手順にしたがった無
線チャネルＣＨ１の下り制御信号を受信待機状態にある
。

一般の電話網１０より関門交換機２０を経由して移動無
線機１００への着呼信号が無線基地局３０へ到来したと
する。これらの制御信号は通信信号２２として音声信号
と同様に、信号速度変換回路群５１を通り、信号割当回
路群５２を介して制御部４０（第１Ｃ図）へ伝えられる
。すると制御部４０では移動無線機１００宛の無線チャ
ネルＣ１」１の下りタイム・スロットのうちの空スロッ
ト、たとえばＳＤ１を使用して移動無線機１００の■Ｄ
信号十着呼信号表示信号士タイム・スロット使用信号（
移動無線機１００からの送信には、たとえばＳＤＩに対
応するＳＵ１を使用）を送出する。

この信号を受信した移動無線機１００では、無線受信回
路１３５の受信部１３７より制御部１４０９　６ へ伝送される。制御部１４０では、この信号が自己の移
動無線機１００への着呼信号であることを確認するので
電話機部１０１より呼出音を鳴動させると同時に、指示
ざれたタイム・スロットＳＤ１，ＳＵ１で待機するよう
に送受信断続制御器１２３を動作させるとともに、スイ
ッチ１２２−１，１２２−２のオン、オフを開始させる
。かくて通話が可能な状態に移行したことになる。

なお、本システムを用いて良好な状態で信号伝送が実行
され、かつシステム内の他の無線チャネルへ悪影響を与
えることのないことは文献２によって理論的に説明され
ているので省略し、以下、本発明に適用するＴＣＭ信号
が多重負荷利得を有することを理論的に説明し、その後
にその応用について述べる。

（３）無線基地局３０より送信されるＴＣＭ信号の多重
負荷利得について ＴＣＭ（時分割時間圧縮多重）信号の有する多重負荷利
得をＦＤＭ（周波数分割多重）信号の有する多重負荷利
得と関連づけるため、まず、ＦＤＭの各チャネルＣＨ１
，ＣＨ２．・・・ＣＨｎに流れている各音声信号を関数
の形に表わす。ＦＤＭ信号は公知のように音声信号を周
波数変換し、第５図に示すように周波数軸上に１列に並
べたものであり、この多重信号は同軸伝送方式やマイク
ロ波アナログ通信方式に多用され、また多重負荷利得も
実用システムの中にとり入れられ、大きな効果を発揮し
ている。なお、第５図のスペクトルはチャネル数１２個
（ＣＨ１〜１２）の場合を示したが、一般には、１２個
の他、６０，１２０，４８０，９６０，１２００．２７
００個等と多種類のものが用いられている。さて、第５
図のチャネルＣＨ１，ＣＨ２，ＣＨ３，−−・・−．Ｃ
ｔ−Ｉｎに流れる音声信号（有線の場合、伝送すべき周
波数帯域は０．３〜３．４ＫＨＺであるが移動無線信号
では、０．３〜３．０ＫＨＺであるので、この値に限定
した）をｆ１ｍ，ｆ２（ｏ，・・・・・・，ｆｎ（ｔ）
とする。

これらの信号の有する周波数成分は、チャネルＣＨ１が
０．３　〜３．０ＫＨｚ，ＣＨ２が４．３〜７．０ＫＨ
ｚ，−−−・−．ＣＨｎが４ｘ（ｎ−１＞十０．３　〜
４Ｘ　（ｎ−１　＞ＫＨｚとなっており、互いに重複す
ることはない。しかしながら、信号波形からみた場合の
これらｎ個の音声信号の振幅分布は、単に周波数軸上で
高い周波数ヘシフトしているだけで、信号波形そのもの
は全く変化していない。これは多重負荷利得を求めるう
えで重要であり、つぎのように表現することができる。

ＦＤＭ信号の公知の多重負荷利得はｎ個の音声を周波数
軸上に第５図のように並べた場合の信号と、周波数変換
をしないｎ個の音声を単に混合した場合と全く同一であ
る。これを数式で証明する。チャネルＣＨ１，Ｃ｝−ｆ
２．・・・・・・，ＣＩ−１ｒｌの混合信号は次式で表
わされる。

Ｆ（ｔ）＝ｆ１（ｔ）＋ｆ２（ｔ）　十−＋ｆ，（ｔ）
（１） 具体的には、ｆｉ（ｔ）はつぎのように表現ざれる。

３ｑ ３ｋＨＺ （２） （３） ただし、 １≧２ また、 周波数変換をしない場合の混合信号は、次式で与えられ
る。

Ｇ　（ｔ） −ｇ１ （１） ＋　Ｑ　２ （１） 十・・・＋Ｑｏ （１） （４） ここに、 ｇ１ （ｔ）＝ｆ１ （１） （５） （６） ただし、 ｉ≧２ つぎに、 （１）， 《４》式の信号の有する電力 を求める。

まず、 Ｆ　（ｔ） の電力は、 ＋ｆ２ （１） ２ 十・・・＋ｆ， （１） ２ （７） 一方、 Ｇ（ｔ） の電力は、 ０ ＋　Ｑ　２ （１） ？ 十・・・十ｇｏ （１） ２ （８） ただし、 異なる信号間では、電力は形成されな いことを用いた。

すなわち、 τ ４１ →　υ τ ｆ　　Ｃｌｉ　Ｑｊ　ｄｔ＝０ ０ （９） ただし、　　ｉ≠ｊ さて、（２＞．（３）式より、 （１０） （１１） ただし、　　１≧２ （１０），（１１）式より、 Ｆ（ｔ）　２＝Ｇ（ｔ）　２（１　２）が得られる。

すなわち、信号の有する電力は、周波数変換に関係しな
いことが、以上の説明から明らかになった。

４２ つぎに、標本化定理をＱ＋（ｔ）に適用することを考え
る。Ｊ（ｊ）の有する最高周波数ｆｈは３ＫＨＺである
から、時間間隔１／（２ｆｈ）、すなわち、１〆６００
０秒ごとにサンプリングすれば、そのサンプル値（電圧
値）のみを伝送しても、後で原信号を再生可能なことは
よく知られている。

そこで、ｆ，（１）を第６Ａ図（ａ）のごとく、それぞ
れ時間間隔 ［１／６０００＋　（　１／６０００）（　ｉ−１）／
６０００］秒（１３） ごとにサンプリングする。同図において、ｔ　，　＝　
１／６０００　　秒， ｔ　ｂ＝　（　１／６０００）　Ｘ　（　１／６０００
）　　秒．ｔＣ＝　（１／６０００）　Ｘ　（５９９９
　／６０００）　　秒，ｔ６　＝１／６０００＋（１／
６０００）　ｘ　（３０００　／６０００）　　　秒，
ｔ　ｏ＝　１／６０００　　秒， である。以下、具体的に説明するために、多重数ｎを６
０００，　’ｌフレーム長を１／６０００秒とする。

さて、第６Ａ図（ａ）の横軸に第６Ｂ図（Ｃ）のような
小袋（直径１／６０００Ｘ　１／６０００秒）を６００
０個、４３ 直径１／６０００秒の大袋を１個、図のように並べるこ
とにする。そして、上記のザンプリング値をマッチ棒に
たとえ、これらのマッチ棒がどのようにして各袋に入る
かを考える。

関数ＱＪ　ｍ　（ｉ＝１．２，−，　ｎ）は１秒間に各
６０００本のマッチ棒を所有し、かつ、時間的には等間
隔であるから、各袋（１），　（２），・・・，（Ｎ）
には、それぞれ１本宛入れられ、この動作が、各フレー
ム毎にくり返されることになる。すなわち、 袋（１）には、Ｑ１（１／６０００） 袋（２）には、ｇ２　　（　１／６０００＋１／６００
０ｘ　１／６０００）袋（３）には、ｇ３　　（　１／
６０００＋１／６０００Ｘ　２／６０００）袋（６００
０）には、ｑ（　１／６０００＋１／６０００６０００ ｘ５９９９　／６０００） が、それぞれ入れられることになる。

また、大袋（Σ６０００　）には混合ざれた信号Ｇ（ｔ
）をサンプリングしたマツチ棒を入れることにする。こ
の場合、サンプリングする時刻は、１／６０００４４ ＋　１／６０００Ｘ　３０００　／６０００，すなわち
、１フレームの中間点とする。すると、大袋（Σ６００
０　）には、つぎのマッチ棒の値が入れられることにな
る。

大袋（Σ６０００　）には、 Ｇ　（　１／６０００＋　１／６０００ｘ　３０００　
／６０００）以下、袋（１）〜（６０００）までのマツ
チ棒の値、ｇ１　　（　１／６０００） Ｑ２　（　１／６０００＋　１／６０００Ｘ　１／６０
００）　，Ｑ　６０００　（　１／６０００＋１／６０
００Ｘ　５９９９　／６０００）の合計と大袋（Σ６０
００　）とに入れられたマツチ棒の値 Ｇ　（　１／６０００＋１／６０００ｘ３０００　／６
０００）を下記の（１４）．（１５）式のように比較す
る。

＋Ｑ２　　（１／６０００＋１／６０００ｘｌ／６００
０）十Ｃｌ　３（　１／６０００＋１／６０００ｘ　２
／６０００）４５ ＋ｇＨ　　（１／６０００＋１／６０００ｘ（ｉ−１）
／６０００）十Ｑ　６０００　（　１／６０００＋　１
／６０００ｘ　５９９９　／６０００）（１４） Ｇ　（１／６０００＋１／６０００ｘ３０００／６００
０　）　＝Ｑ　１　　（　１／８０００＋　１／８００
０Ｘ　３０００／６０００　）十０２　　（１／６００
０＋１／６０００ｘ３０００／６０００　）＋・・・・
・・ ＋Ｑｏ（１／６０００＋１／６０００ｘ３０００／６０
００　）（１５） （１４）と（１５）式を比較した結果、もし、６０００ 十八 （１６） であり、Δが１　／６０００秒間隔でサンプリングされ
る毎に順次その平均値がＯに収斂すれば、ＦＤＭ信号に
おける多重負荷利得は、ＴＣＭ信号においても同様、か
つ、同一値が存在することが証明され４６ たことになる。なぜならば、横軸上に置かれた６０００
個の袋は、各袋が１タイム・スロットを表わし、袋の合
計が１フレームであり、袋の中に入ったマッチ棒は、各
信号ｃ＋，ｃ＋．　　　．ｇ　　が時分１　　２　゜”
”’　　　ｎ 割時間圧縮多重（丁ＣＭ＞された信号と考えてよく、Ｔ
ＣＭ信号は第６Ｂ図（Ｃ）の大袋（Σ６０００　）のよ
うに、よくかき混ぜられており、１つの「ＤＭ信号とみ
なせるからである。したがって、この例ではＴＣＭ信号
と言っても、とくに時間圧縮の必要性はなく、圧縮度は
１である。

なお、第６Ｂ図（Ｃ）において各袋の横軸（時間軸》上
の位置は、 袋（１》は、 １／６０００≦ｔ　＜　１／６０００＋１／６０００ｘ
　１／６０００袋（２）は、 １／６０００＋　１／６０００ｘ　１／６０００≦ｔ　
＜　１／６０００＋　１／６０００ｘ　２／６０００ 袋（ｉ）は、 １／６０００＋１／６０００ｘ　（ｉ−１）／６０００
≦ｔ　＜　１／６０００４７ ＋　１／６０００ｘ　ｉ／６０００ 袋（　６０００　）は、 １／６０００＋１／６０００ｘ　５９９９／６０００≦
ｔ　＜　１／６０００＋　１／６０００ｘ　５９９９／
６０００に設置されている場合を示している。一方、音
声信号 ｑ・（ｔ）　，　Ｃｌ２（ｔ）　．・・・・・・，　ｇ
ｉ（ｔ）　．・・・・・・２ Ｑ６０００（ｔ） の各サンプリングをする時刻は、それぞれ、１／６００
０．　１／６０００＋　１／６０００ｘ　１／６０００
，・・・・・・，　１／６０００＋　１／６０００Ｘ　
（ｉ−１）／６０００，・・・・・・，　１／６００（
）−｝−　１／６０００Ｘ５９９９／６０００ に設定されているから、各マツチ棒は袋の側面に接しな
がら１本宛袋の中に入ることになる。これは便宜上この
ようにしたまでで、袋の中央にマツチ棒を入れたければ
、たとえば、ｑ１（ｔ）の時刻ｔを ｔ　＝１／６０００＋１／６０００ｘ　（ｉ＋０．５）
　／６０００のごとく選定すればよい。ただし、このよ
うに選４ｐ 定しても本証明の結論は変らない。

さて、（１４）と（１５）式のそれぞれの右辺の対応す
る項を比較する。

Δ・　＝ΩＨ　　（１／６０００＋１／６０００ｘ（ｉ
−１）／６０００）ｇ１（　１／８０００＋　１／ｆ３
０００ｘ　３０００　／６ｏ００）（１７） 上式の意味することは、第１チャネル（ＣＨ　ｉ　）の
音声をサンプリングするとき、時刻 （１／６０００＋　（ｉ−１）／６０００）　　秒と、
（１／６０００＋３０００　／６０００）　　秒とにお
ける信号の大きさの相違を表わしている。この相違はラ
ンダム雑音の誤差値のようなものであり、チャネル（Ｃ
Ｈ　ｉ　）　ｉ　＝　１　，　２，　・−−−−−，　
ｎｋ：おいて、プラスの値、あるいはマイナスの値、あ
るいは、たまにはＯをもとり得るであろうが、般的には
Ｏを中心に左石にバラツキ、そのバラツキは正規分布す
ることになるであろう。

以上は、ある時刻１＝１ｏに関するものであった。つぎ
のサンプリングは１／６０００秒後に行われる。

そのつぎは更に１　／６０００秒遅れて行われる。この
サンプリングを、たとえば１秒間に実に６０００回実施
するわけであるから、（１７）式の１秒間における平均
値は、 （１８） すなわち、Ｏに接近するであろう。このことは、更に時
間をかければ一層明確となり、１０秒あるいは３０秒の
平均をとれば（１８）式はＯになると考えてもよいこと
になる。

以上により、同一多重度（６０００）のＦＤＭおよびＴ
ＣＭの各信号の平均電力レベルは同一であることが明ら
かにされたが、つぎに上記２種類の多重信号の振幅分布
も全く同一であることを証明する。

ＦＤＭ信号は通話路数が６０通話路以上になると、その
信号の波形はほとんどランダム雑音（振幅特性が対象と
している周波数帯域において平坦であるのでホワイト・
ノイズとも言われる）と同じになることはよく知られて
いる。

さて、前述の（４）式を考えると、これは（１）式のよ
うにＦＤＭ信号ではないが、６０通話信号以上に多重化
されておれば、それぞれランダム信号である信号を６０
個混合した信号と考えてよい。

そこで（４）式の信号を時刻 （１／６０００＋１／６０００ｘ３０００／６０００　
）　，（１／６０００＋１／６０００ｘ９０００／６０
００　）　，（１／６０００＋１／６０００ｘ　（３０
Ｈ　ｘｋ）／６ＨＯ　）　，　　，（ｋ＝１．２，３，
・旧・・》 においてサンプリングして、得られる信号群（以下、Ａ
群と称する）の振幅分布を考えると、（１５》式で得ら
れる信号の値は振幅一定のランダム信号を時周的に等間
隔（ｋ＝１．２，３，・旧・・）に順次変更してサンプ
リングして得た値であるから、明らかにこの振幅分布は
時間に関係なく平坦であることがわかる。

一方、（４）式の右辺に示されている信＠Ｑ　１（ｊ）
　，　Ｑ２　（ｊ）　，・・・・・・．　ＣＩ，　（ｔ
）に、それぞれ（１３）式で示される時刻にサンプリン
グした信５１ 号の振幅分布は、やはりランダムであり、かつ、振幅の
大きさは（１５）式と同一であることを以下において証
明する。

ランダム信号ｇ１　ｍ　．　Ｑ２　（ｊ）　，・・・・
・・，Ｑｏ（１）のそれぞれのサンプリング時間を変更
しただけの混合信号である（１４）式の時間的分布をと
る。すなわち、（１４）式を下式で与えられるそれぞれ
の時間にサンプリングした信号の値の群（以下Ｂ群と称
する）を作る。

十０　２　（ｋ／６０００　＋１／６０００ｘ　１／６
０００）十・・・・・・ 十ｇ６０００（ｋ／６０００　＋　１／６０００Ｘ　５
９９９／６０００）（１４−ａ） （ｋ＝２．３，４，・・・・・・） （１４）式および（１４−ａ）式で得られる多数の信号
の値 ５２ ６０００ ΣＣｌｉ　（ｋ）　　　　　　（ｋ＝１．２，３，・・
・・・・）ｉ＝１ ？振幅分布を考えると、ランダム信号はそのサンプリン
グ時間を変更しても分布の形に変化がなく、したがって
（４）式の信号群の振幅分布と全く同一である。

以上よりＦＤＭ信号（ただし、この場合は周波数軸上に
は展開されていない（４）式のような多重信号）と同一
多重度のＴＣＭ信号とは同一の平均電力と同一の振幅分
布を有することが明らかとなった。

以上のことは、ＦＤＭで得られる多重負荷利得が、■Ｃ
Ｍでも得られることを示していることにほかならない。

ただし、前記の文献３がら引用した多重負荷利得の値は
、音声信号の周波数帯域が、０．３〜３．４ＫＨｚであ
るのに対し、上記では我国の電波法施行規則で定められ
ている音声伝送帯域である０．３〜３■０ＫＨＺでも同
一の値を得られるものと仮定した。この仮定は実質上誤
差なく容認５３ されよう。

なお、ＴＣＭ信号の場合、信号が時間圧縮されるため、
その有する周波数成分が圧縮度だけ高くなるが、これは
前述した通り単に周波数成分のみが変更されただけであ
り、信号波形そのものは周波数軸上に延ばされただけな
ので、多重負荷利得量には変化はないが、以下、厳密に
数式を用いて証明する。

ＴＣＭ信号は（５）．（６）式を用いて下記のように書
き表される。

（１９） ただし、　ｅＴ＜ｔ＜Ｔ／ｎ＋ｅＴ ｈ・　（ｔ）＝０ ただし、　１／ｎ＜ｅＴ＜ｔ＜Ｔ＋ｆＴＺ＝１．２，３
，・・・・・・ 王は１フレームの時間長 したがって、時間圧縮された仝丁ＣＭ信号は、５４ （２０） （２０）式右辺でｎ１／２倍しているのは、ＴＣＭ信号
は１フレームの時間内で１／ｎの時間しか送信されない
ことによる。これを電圧で表したく電力ではｎ倍となる
）。さて、（２０）式の有する電力を１フレームの時間
Ｔに対し求めると、（７）（８）式と同様に、 ５５ （２１） したがって、時間をフレームの整数倍にとれば、信号１
｛　（ｔ）とＧ　（ｔ）の有する電力は、Ｈ（ｔ）２ミ
Ｇ（ｔ）２　　　　　　　　（２２＞となることがわか
った。

つぎに音声ｎチャネル多重ＴＣＭ信号のフレーム長が１
／（２ｆｈ）より短い場合の多重負荷利得を説明する。

この場合は、上記と同様に音声ｎチャネル多重のＦＤＭ
信号における多重負荷利得と同等の値を有することは容
易に証明できる。

たとえば、フレーム長が１／８０００秒であったとする
。するとサンプリング周波数を前述の６０００ＨＺから
８０００１−１ｚに改め、各音声信＠ｑｌ　（Ｄ　，　
ｑ２（１），・・・・・・，　ＣＩ，　（ｔ）をサンプ
リングし、また混合音声信号Ｇ　（ｔ）も８０００｝１
２でサンプリングし、これら両者を比較すればよいこと
になる。すなわ５６ ち、第６Ａ図（ａ），（ｂ）．第６Ｂ図（Ｃ）（７）横
軸を１／６０００から１／８０００に変更しただけで、
上記の説明がすべて適用できる。

さらに、フレーム長が１／（２ｆｈ）より長くなった場
合の多重負荷利得がどうなるかを説明する。結論から言
うと、一般に多重負荷利得が減少することになるが、そ
の具体的な値を以下に求める。具体的な数値として、多
重数６０００は前例と同じでフレーム長が１／３０００
秒になった場合を例にとり説明する。時間軸上に並べら
れる袋の大きさは、第６Ｂ図（ｄ）に示すように１フレ
ーム長が大きくなった分だけ大きくなる。正確には各袋
の直径が１／６０００Ｘ　１／３０００秒となる。そし
てｎ個の袋のすべての直径を合計すれば、１／３０００
秒となる。また大袋（Σ６０００　）は直径が１／３０
００秒となる。

さて、前述と同じようにサンプリング周波数１７６００
０秒でサンプリングしたマッチ棒を各袋に入れることを
考える。この場合、前述のフレーム長を１／６０００秒
とした場合と全く同様な方法で入れたのでは、つぎのよ
うな不都合が起ることになる。すなわち、第６Ｂ図（ｄ
）に示すように１　／６０００秒の間には、袋は（１）
〜（３０００）までしかなく、一方、マッチ棒は６００
０本あるから、各袋には２本づつ入れられることになる
。すなわち第６Ｂ図（ｄ）に示すように袋（１）には音
声信＠ｇ１（ｊ）とＣＪ２　（ｔ），袋（２）には同ｇ
２　ｍとｇ３　ｍ　，袋（３）にはＱ３（ｊ）とＱ４（
ｊ）’，・・・，以下、袋（３０００）にはｑ３０００
（ｔ）と”　３００１　（ｔ）とを示すそれぞれのマッ
チ棒（信号の値）が入れられる。なおＱ１　（ｊ）はそ
の前のサンプリング時間である袋（６０００）に入れら
れている。反面、袋（３００１）〜（６０００）には、
この時間内にサンプリングされたマッチ棒は１本も入れ
られないで、つぎのサンプリング時間である１７６００
０秒内にサンプリングされたマッチ棒が、それぞれ２本
宛入れられることとなる。

一方、大袋（Σ６０００　）の方は１フレーム内に２本
のマッチ棒を所有することになるから、２本のマッチ棒
すなわち、 Ｇ　（１／６０００＋１／６０００Ｘ３０００／６００
０　）とＧ　（１／６０００＋１／６０００ｘ９０００
／６０００　）　　とが入れられることになる。ただし
、Ｇ　（　１／６０００＋１／６０００Ｘ　９０００／
６０００　）はつぎの１／６０００秒内にサンプリング
ざれたマッチ棒（信号）であることは上述と同様である
。

以上のことは何を物ｈＢっているのであろうか。

それは、袋（１）〜（３０００）に２本のマッチ棒が入
れられているということは、ＴＣＭ信号の各タイム・ス
ロットに音声ｇｉ（ｊ），Ｑｉ，１ｍを２チレネルづつ
混合して入れるべきことを意味する。これを技術的に行
うためには、２チャネル（ＣＨ）のＦＤＭを行い、３０
００スロットの合計で２　（ＣＨ）Ｘ　３０００＝　６
０００　（　Ｃ　Ｈ　）のＴＣＭ信号をつくるべきこと
を意味する。そして、これらと大袋（Σ６０００　）の
中の前の方のマッチ棒１本との大きさを前述と同様な方
法で比較することとなる。

これも一つの方式ではあるが、本来の意味でのＴＣＭ信
号ではない。したがって各タイム・スロットに１つの音
声信号のみを入れるためには、つぎのようにしなければ
ならない。６０００個の音声信号を２群に分け、１群を
袋（１）〜（３０００）に入れら５９ れるようにし、他の群を袋（３００１）〜（６０００）
に入れられるようにする。この操作を第６Ｄ図（ｆ）を
用いて説明する。そこには袋（１）〜（６０００）およ
び大袋（Σ６０００）がそれぞれ２組用意されている。

さて、上部に書かれた袋（１）〜（６０００）には、マ
ッチ棒Ｑ１，Ｑ３．Ｑ５．・・・，ｇ５９９９がそれぞ
れ１本宛入れられている様子を示している。そして大袋
（Σ６０００）にはＧ　１　　（　１／６０００＋１／
６０００ｘ　３０００／６０００　）を示すマツチ棒が
１本入れられている。

方、下部に書かれた袋（１）〜（６０００）にはマッチ
棒ｇ２，ｇ４，ＣＪ６，・・・−　ｇ６０００がそれぞ
れ１本宛入れられ、また大袋（Σ６０００）にはＧ　２
　　（　１／６０００＋　１／６０００ｘ　９０００／
６０００　）を示すマッチ棒が１本入れられている。こ
の図のようにすれば同じ袋の中に２本のマッチ棒が混在
することがなくなり、すでに説明した１フレーム長が１
／６０００秒の場合と全く同一の証明により、ＦＤＭ信
号の多重負荷利得（この場合、３０００多重となってい
る》がＴＣＭ信号のそれと同一となることがわかる。

上記の説明を式で表わすとつぎのようになる。

（４）式で表わされるｎ個の音声（この場合ｎ一６００
０　）を２分割して、つぎのように表す。

Ｇｌ　（ｔ）＝ｇ１　（ｔ）＋ｇ３ｍ＋・・・＋”５９
９９（ｔ）（４′　） Ｇ２（ｔ）　＝ＣＩ２（ｔ）　＋Ｑ４（ｔ）　＋−＋ｏ
６ｏｏｏ（ｔ）（４”　） そして、上式のそれぞれに対し前述の証明を行なえばよ
い。ただし、サンプリングするタイミングは、前述と全
く同一の条件で行うものとする。

以上の説明では、多重負荷利得を求めるためｋ群別する
必要性のあることが明らかになったが、ＴＣＭ信号では
、信号の圧縮が必要となることを以下に説明する。

第６Ｄ図（ｆ）で上部の袋の群（１）〜（６０００）と
下部の袋の群（１）〜（１３０００）には、たしかにマ
ッチ棒は１本宛しか入っていないが、ＴＣＭ信号として
みた場合、依然として不満が残っている。それは、上部
の袋の群と下部の袋の群とは時間的には同時進行中であ
り、したがってＴＣＭ信号の１タＵＵ イム・スロット内には、依然としてＱ　と０２．１ ｇ３とΩ４・゜゜゜・ｇ５９９９とｇ６０００が共存し
ていることになっている。これを除去するのが信号圧縮
であり、以下の方法を実現すればよい。すなわち、Ｑ１
．（；１３，・・・’　ｇ５９９９に関しては、２つの
袋（１）と（３００１），　（２）と（３００２），・
・・，　（３０００）と（６０００）を、それぞれ前の
袋（１）　．　（２）　，・・・，　（３０００）内に
収容し、ｑ２　，”４　，”’，ｇ６０００に関しては
、同様にして後の袋（３００１）．　（３００２），・
・・，　（６０００）内に収容する。

そのためには、たとえばｇ１に関しては、っぎの合成信
号を作成すればよい。すなわち、相隣る２つのサンプリ
ング・タイムで得た信号の和を作ればよい。技術的には
音声信号を記憶回路に記憶し、２倍の速さで時分割して
読出し（デューティ比５０％）、この読出した信号をサ
ンプリング速度１／３０００秒でサンプリングして得ら
れる信号が所望のものである。ただし、この場合サンプ
リング時間の瞬時値のＴＣＭ信号の値（電圧値）では、
原信号の忠実な再生は不可能で、一定の時間幅？タイム
・スロット長）の信号を伝送する必要がある。

以上の動作を多重負荷利得の観点からみると、つぎのよ
うになる。

フレーム長がサンプリング時間間隔１／６０００秒より
長くなった場合、多重数ｎが６０００であっても６００
０ＣＨ多重のＦＤＭにおける多重負荷利得は得ることが
できず、フレーム長が１／３０００秒では、等価的には
３００ＱＣ　ＨのＦＤＭ信号の多重負荷利得になること
である。

さらにフレーム長の時間が長くなり、１秒で、かつ、多
重数ｎ　＝　６０００の場合の多重負荷利得を求める。

この場合の説明図は第６Ｃ図（ｅ）に示されている。同
図を説明すると、１フレームは１秒であり、ｎ＝６００
０であるから、横軸の時間軸上には直径１／６０００秒
の袋が６０００個設けられ、これで１フレームを形成し
ていることになる。この場合ｇ１（ｊ），・・・，Ｃｌ
　６０ｏ■（ｔ）を、それぞれサンプリングしたマッチ
棒はどこへ入れられるのか考える。サン６３ プリングのタイミングを前述のフレーム長が１７６００
０秒の場合と同一にとると、袋（１）　．　（２）　，
　（３）　．・・・　（６０００）のすべてに各音声信
号を示すマツチ棒が、それぞれ１本宛入ってしまうこと
になる。

一方、大袋（Σ６０００　）にはＧ　（ｔ）を示すマッ
チ棒（各サンプリング周期ごとにサンプリングされた値
を有する）が６０００本入ることになる。このことは、
ＴＣＭ信号の各タイム・スロットに音声を６０００チャ
ネル混合して入れることを意味する。これを可能とする
技術はＦＤＭであるが、これでは本願の目的とするＴＣ
Ｍ信号に適用することができない。したがって、各タイ
ム・スロットに１つの音声信号のみを入れるためには、
６０００個の音声信号を６０００の群に分け、１群づつ
（この場合は１チャネルづつ）入れるようにしなければ
ならない。

このことは、この場合の多重負荷利得はＯであり全く得
られないことを示している。また、この場合のＴＣＭ信
号の信号圧縮度は６０００となる。

以上の説明で明らかであるように、１フレーム時間長が
音声信号を忠実に再現するのに必要なサ６４ ンプリング周期より長くなった場合に、多重負荷利得が
低下することを示したが、一般的に表現すれば、フレー
ム長Ｔｔが、Ｔｔ　＞　１　／　（　２　ｆｈ）であり
、多重数がｎの場合、多重負荷利得は、ｎ′　＝ｎｘ１
／　（２ｆｈ下。） （２３） なる値で定まる多重数を有する周波数分割多重信号の多
重負荷利得に等しい値となる。

フレーム長Ｔ１，多重数ｎのとり得る実用的範囲は前述
の文献１および２によると、 フレーム長Ｔ　　：　　　０．１秒≧Ｔｔ≧０．　００
１秒ｔ 多重数ｎ　　　　：　　　３０００≧　ｎ≧２程度であ
り、上記の範囲にある限り、（２３〉式が常時成立する
ことは前述の例から明らかであるう。

また、ＴＣＭ信号として各袋の中にマッチ棒を１個宛入
れるためには、換言すれば原音声信号を１個宛入れるた
めには、１フレーム時間長Ｔｔが１／２ｆｆｉより長い
場合、信号を圧縮しなければならず、その圧縮率ψは、 ψ＝Ｔｔ／　（１／２ｈ） で与えられることも明らかになった。

なお、上記の説明は多重度６０以上と仮定したが、それ
以下の場合を説明する。このときＴＣＭ信号で１フレー
ム内の袋の数は６０以下となる。

一方、ＦＤＭ信号では多重度が６０以下なので、信号を
ランダム雑音と考えることができなくなる。

すなわち、ＦＤＭ信号あるいは（４）式の右辺で示され
る信号は、近似的にはランダム信号と言えるかも知れな
いが、ランダム信号として求めた結果に１，１誤差を生
じることになる。しかしながら実はランダム信号である
か否かは多重負荷利得には関係のないことであり、すで
に多重信号のサンプリング時間をずらせた場合に得られ
た２つの信号値の群Ａ，Ｂの特性について説明した方法
を、ここで再度多重度６０以下の場合に適用し、Ａ群と
Ｂ群とが同一の信号の大きさおよび分布を有することを
証明すればよい。

まずＡ群の平均の振幅の大きさ平均（電力）とＢ群のそ
れとは等しいことは、すでに説明したサンプリング定理
より同様の誘導により行うことが可能である。つぎに振
幅分布であるが、これも音声信号には一定の周期性があ
るわけではないので、Ａ群の振幅分布とＢ群のそれとの
間に差異を生ずる理由はどこにも見当らない。

以上により多重度６０以下の場合、丁ＣＭ信号の有する
多重負荷利得は、同一多重度のＦＤＭ信号の多重負荷利
得に等しい。ただし、多重負荷利得を求める場合のＴＣ
Ｍ信号の多重度は（２３）式で与えられる値を用いなけ
ればならない。

（４）無線基地局３０にて受信されるＴＣＭ信号の多重
負荷利得について 無線基地局３０は多数の移動無線機１００から送信され
てくるＴＣＭ信号を受信することになるが、この受信波
の有する多重負荷利得について考える。結論を述べると
、後述するように移動無線機１００からは無線基地局３
０から送信する場合と全く同一の多重負荷利得が得られ
るものとして、変調度を深くして送信してよいことがわ
かる。

ａ　７ 具体例として、１フレーム長をサンプリング時間間隔１
　／６０００秒、多重数を６０００とする。無線基地局
３０は６０００個の移動無線機１００と同一の搬送波を
用いて１フレームのタイム・スロット６０００個を全部
使用して同時に通信しているものとする。

移動無線機１００の位置は無線基地局３０から見て同一
円周上に等間隔に並んでおり、無線基地局３０の受信ア
ンテナは無指向性であり移動無線機１００の送信アンテ
ナも無指向性で、かつ、各移動無線機１００からの送信
電力の大きさはすべて同一であり、各移動無線機１００
の送信に使用している搬送波は、互いに位相同期がとれ
ているものとする。また、移動無線機１００と無線基地
局３０との間の電波伝搬特性は、どの移動無線機１００
と無線基地局３０との間をとっても同一とする。以上の
仮定のもとでは、無線基地局３０に入来する各移動無線
機１００の送信信号は全く同一に受信されることになる
。したがって、この場合の１フレーム内の受信信号の様
子は、あたかも無線基地８３０から送信する場合と全く
同一と考えてよいことになる。逆に言えば各移動無線機
１００からは、自己に与えられたタイム・スロットにお
いて単一の音声チャネルしか送信していないにもかかわ
らず、多重負荷利得が得られるものとして多重数６００
０の多重負荷利得を見込んだ変調の深さを用いて送信し
てよいことを示している。

以上は理想的条件を設定したが、実際のシステム運用状
態で考える。この場合、各移動無線機１００の位置はラ
ンダムに散在しており、電波伝搬状態は種々変化するか
ら、無線基地局３０の受信電力は各タイム・スロット毎
に変動することになる。また、各移動無線１１１００か
らの搬送波も、必らずしも位相同期がとられてはいない
。したがって、受信レベルの大きいタイム・スロットで
変調の深さが大きいと、電波の多重波伝搬等の影響によ
り隣接するタイム・スロットへの悪影響を与えることが
予想ざれる。しかし、これはガード・タイムを大きくと
る等の他の対策で、これを軽減することが可能である。

また、小ゾーン方式の場合、同一チャネル干渉０Φ として、ある移動無線機１００の送信波が場所的に異な
る他の無線基地８３０へ干渉妨害を与える可能性はあま
り心配する必要はなく、逆に、くり返しゾーン数を逓減
することに利用できる可能性がある。それはＦＭ　（Ｐ
Ｍ）変調として多重負荷利得を利用し、深く変調をかけ
る結果、広帯域利得を得ることができて、同一チャネル
干渉に対する耐性が増加しているからである。

以上を総合して、移動無線機１００が送信し、無線基地
局３０が受信する場合も、無線基地局３０から送信する
場合と実質的に全く同一の多重負荷利得が得られるもの
として、システム設計することができることが明らかに
なった。

（５）多重負荷利得の具体的活用法 １フレーム長１　ｍｓｅｃ　，　ＴＣＭ　（時分割時間
圧縮多重》の多重数５００の場合の多重負荷利得を求め
、その活用例を説明する。

まず、Ｓ　Ｃ　Ｐ　Ｃ　（　Ｓｉｎｏｌｅ　Ｃｈａｎｎ
ｅｌ　Ｐｅｒ　Ｃａｒｒｉｅｒ，１つの搬送波に電話１
チャネルの信号が変調されている）アナログＦＭの信号
Ｓ対雑音Ｎ比を求め、これとＴＣＭとの比較を行う。受
信機への入力信号のレベル（電圧値）をＣ，ＦＭの変調
指数をｍｆ，単位周波数当りの雑音レベル（電圧値）を
ｎ，弁別器出力段の低周波増幅器の帯域幅をＦａとし、
変調波の最高変調周波数ｆ，が［，に等しいとすると、
信号対雑音比は下式で与えられる。

Ｓ／Ｎ＝３”２ｍ　　Ｇ（２Ｆ　　）−”’ｆ　　　　
　ａ （２４》 なお、この式は下記の文献より引用した。

菅原編“”ＦＭ無線工学″　日刊工業新聞社刊昭和３４
年４０１頁（１３．２５　）式つぎに、多重数ＱのＴＣ
Ｍ信号が以下の条件の下でＦＭされた場合のＳ／Ｎは、
下式で与えられる。

（２５） ただし、 ７１ Ｆａｏ一〇Ｆ， ｍＨ）＝Ｑｍ（　　　　　　　　　（　２　５’　）ｎ
　Ｑ＝　Ｑ　ｎ すなわち、ＴＣＭ信号では原信号の周波数がＱ倍された
ために、低周波増幅器の帯域幅はＱ倍に増加し、また変
調の深さ（変調指数）もＱ倍になり、したがって雑音レ
ベルも帯域がＱ倍となっているから、（２５）式のよう
におくことが適切である。

つぎに、（２３）式と（２４）式の左辺のＳ／Ｎが同一
の値をとるためのＴＣＭの受信信号レベ（２６） （２６）式より、 Ｃ，　＝Ｑ”　Ｃ　　　　　　　（２７）を得る。すな
わち、受信レベルとしては、電圧でＱ１／２倍、電力レ
ベルとしてはＱ倍必要であることを意味する。したがっ
て、送信電力としてはＳ了り ＣＰＣよりＱ倍増加する必要がある。

つぎに上記の例のＴＣＭ信号の多重負荷利得を求める。

すでに（３）において説明した通り、この場合ＦＤＭ等
価多重数は、 ｎ’　＝　５００ｘｌ／６０００　（ｍ　ｓｅｃ＞　−
’．−　（１／１０００　（ｍｓｅｃ）　） ５００ｘｌ／６　＝８３　　ＣＨ したがって、第８図より多重負荷利得は、６０チャネル
（通話路）多重の２８．　６ｄＢと、１２０チャネル多
重の３２．６ｄＢの中間の値となることがわかる。

第８図をもとに第７図に示すグラフを作成して推定する
と、多重負荷利得３０ｄＢ＠−得る。故に、変調の深さ
（偏移）を深め、送信電力の逓減をはかることにこの多
重負荷利得を使用する。ＴＣＭしていないＳＣＰＣ，す
なわち１チャネルアナログＦＭ信号での送信出力をコー
ドレス電話レベルの１０ｍＷとすると、この場合の所要
送信電力は（２７》式により５００倍した後、多重負荷
利得を引けば求められ、 （１０ｍＷｘ　　５００）−３０ｄＢ＝１０ｍＷｘ　　
５００／１０００＝　　５．０ｍＷ（２８） を得る。すなわち、ＴＣＭ化した方が小さな電力ですむ
ことになる。

つぎにＴＣＭ信号における多重負荷利得の物理的意味を
説明し、システムとして、これを利用した場合の留意事
項を述べる。

ＴＣＭ信号でフレーム期間が長く、１秒以上（多重数６
０００として）になると、多重負荷利得は全く得られな
いことはすでに述べたが、この場合、ＴＣＭ信号のＦＭ
変調指数はシステムで定められる一定の値を有している
。たとえば、原信＠（０，３〜３．０ＫＨｚ　’）の変
調指数が１．７５　ＫＨＺ　　（ＩＫＨＺのトーン信号
で標準変調偏移の場合）であり、これを５００多重した
ＴＣＭの場合の信号帯域は１５０　〜１５００ＫＨＺ　
，標準変調偏移は８７５Ｋ｝−１２となる（　５００Ｋ
ＨＺのトーン信号を標準変調した場合）。ところが、フ
レーム長を１ｍｓｅｃにすれば、上述のように多重負荷
利得として３０ｄＢが得られ、この多重負荷利得を変調
の深さの増大に用いたが、実際の被変調波の様態はどう
なっているか説明する。

まず全チャネル実装、すなわら、すべ−Ｃのタイム・ス
ロットに電話信号が流れている場合を考える。この場合
多重負荷利得３０ｄＢが変調偏移増人に及ぼす影響は、
第９図から考えると、尖頭値が等しい正弦波の相対電力
として約＋８ｄＢを引いた値が多重負荷利得となってい
るのであるから、任意のフレーム長を有する丁ＣＭ信号
で１タイム・スロットのみ使用している場合の信号の変
調偏移に等しいことがわかる。

つぎに、全タイム・スロット実装から徐々に軽負荷され
ていった場合を考える。すなわら、タイム・スロツ１〜
の何割かが実際の音声信号伝送に用いられ、他は空タイ
ム・スロットとして使用ざれない場合の信号の変調偏移
はどうなるのかと言う問題である。

この場合、実装チャネル数が減少するのであるから、当
然に多重負荷利得も減少する。たとえば、７５ １／２の２５０実装の場合、多重負荷利得は（２３）式
より ｎ’　＝　２５０ｘｌ／６０００−：−　（１／１００
０）一２５０Ｘ　１／６　＝／１２　（　Ｇ　ｌ−１　
＞したがって、第７図より多重負荷利得は、２４．５ｄ
Ｂであることがわかる。ところが、負荷が１７２になっ
ているから、変調信号の電力レベルは３ｄＢ低下してい
る。故に、この場合の等化的な多重負荷利得は２７．　
５ｄＢとなり、丁ＣＭ−ＦＭの実効的な変調の深さは若
干大ぎくなっているが、システム動作としての影響はな
いものと考えられる。

さらに実装数が減少し、１個のタイム・スロツ１〜のみ
が使用されている場合の実効変調偏移を求める。１チャ
ネルの多重負荷利ＲはＯｄＢであるが、信号の負荷が全
実装時に比べ１／５００　、すなわち、２７ｄＢ減少し
ている。したがって見かけ上の多重負荷利得は２７ｄＢ
となり、これを３０ｄＢとして変調器を動作させてもシ
ステム動作への影響はないものとし−Ｃよい。また、実
際の無線機の変調回路の人力段には、Ｉ　Ｄ　Ｃ　（　
Ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ　Ｄｅｖ＋ａｔ＋ｏｎ　Ｃ
ｏｎｔ７日 ｒｏｌ　ＷＲＦｆＪ変調偏移量抑圧〉回路が段【プられ
ており、変調の深さを一定の値以下に制限する機能が与
えられている。したがって変調器出力としては、丁ＣＭ
の電話信ｇの実装状態の如何にかかわらず、実効変調偏
移は一定値以下に押えられていること（なる。　以上に
説明したように、ＴＣＭ信号の有する多重負荷利得をＦ
Ｍ信号の変調偏移の増大に使用することにより、送信出
力を大幅に逓減可能であることが明らかとなった。これ
は技術的には省電力化に大変大きな効果をもたらすこと
を意味する。ずなわら、ＳＣＰＣで連続送信１０ｍ−の
無線機を時間率１／５００　，すなわち０．２％で動作
さゼ、しかもその出力は１　０ｍＷの１７２の５ｍＷで
ずむというのであるから省電力効果の大きいことは自明
である。

なお、本発明によるＴＣＭ信号のタイム・スロット間に
ガート・タイムを設けた例について、利害得失を説明す
る。

本分で説明したＴＣＭ信号には、デイジタル信号のよう
にパルス列間にガード・タイムを設ける必要は必らずし
もない。しかしながら、同期信号のタイミングのずれや
、電波伝搬上の多重波による遅延波の影響を除去１るた
めに、タイム・スロット間にガード・タイムを設ける場
合がある。ガード・タイムの具体的数値は適用すべきシ
ステムにより異なるが、たとえば、屋内の携帯電話シス
テムには０．１・一０．５μｓｅｃ　，自動車電話には
５〜１０μｓｅｃ位が妥当である。

ガード・タイムを設【プたシステムではフレーム長を一
定とした場合、カード・タイムの大きさだけスロット・
タイムのＦｆｌ−間幅が減少するため、原信号の圧縮比
を高くしな（プればならず、したがって、信号の最高周
波数は高くなる。前述のコードレス電話の例では、タイ
ム・スロットはｌｍｓｅｃ：　　５００＝２　μｓｅｃ
であり、・１０％すなわち、０．２μｓｅｃのガード・
タイムをとると、タイム・スロットは１．８μｓｅｃと
なる。また、最高周波数はガード・タイムなしの場合３
ＫｌｌＺ　Ｘ　５００＝　１．５ＭＨｚから１０％のガ
ード・タイムをとると、１．５Ｍ）−１ｚ　ｘｌＯ／９
　＝　１．６７　ＭＨｚとなる。したがって所要帯域幅
がその分だけ広くなり、周波数有効利用率が１１％低下
することになる。

つぎに、多重負荷利得を増幅器の設計に適用覆る。この
場合、ＴＣＭ化された多重音声のレベルは、従来考えら
れていたレベルより多重負荷利得分だけ低レベルと考え
てよい。したかって、増幅率をその分だけ大きく取るこ
とができ、あるいは出力レベルを従来より多重負荷利得
だけ高出力としても、歪率等は従来想定していた値にと
どまることになる。

多重負伺利得は、以上のような能動回路ばかりでなく、
以下に説明するような受動回路にも適用可能である。す
なわら、ミクサ回路に適用すれば、定格出力を多重負荷
利得分だけレベルアップしても、従来想定していた動作
状態で動作させることが可能となる。これは無線送信機
に適用すると、つぎのごとき利益がある。たとえば第１
Ｂ図の送信ミクサ１３３の出力に電力増幅器を挿入する
ことは、電波の到達距離を大きくするためによく使用さ
れる。この場合、多重負荷利得を導入すれば、７ｑ 送信出力レベルとして従来想定していたレベルより多重
負荷利得で示される量だけ高くすることが可能である。

あるいは従来と同一の送信レベルで十分であれば、増幅
器の定格出力として従来よりも多重負荷利得の量だけ低
レベル出力のもので間に合うことになる。

以上の定格電力の概念は、単に送信ミクサのみならず抵
抗，コンデンサ，インダクタンス等のすべてに適用する
ことが可能である。

［発明の効果コ 以上の説明で明らかなように、従来明確に示されていな
かった時分割時間圧縮多重信号の有する多重負荷利得を
、システムパラメータを用いて定聞的に明らかにした結
果、たとえば、角度変調の深さ（偏移》を多重負荷利得
の量だけ深くして送信しても伯の無線チャネルへの影響
を従来の設計値以内におさえられることが可能で、かつ
、無線１チャネル当りの送信出力レベルを従来のシステ
ムより逓減することが可能となり、省電力化がはかられ
るほか、増幅器の設計や受動素子の定格の定めかたに至
るまで、合理的、かつ、経済的な設計が可能となったの
で、通信システム、とくに無線システムに及ぼす効果は
極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図は本発明のシステムの概念を示す概念構成図、 第１Ｂ図は本発明のシステムに使用される移動無線機の
回路構成図、 第１Ｃ図は本発明のシステムに使用される無線基地局の
回路構成図、 第２Ａ図゜は本発明のシステムに使用されるタイム・ス
ロットを説明するためのタイム・スロット構造図、 第２Ｂ図はタイム・スロットの無線信号波形を示す図、 第３Ａ図および第３Ｂ図は通話信号および制御信号のス
ペクトルを示すスペクトル図、第３Ｃ図は音声信号とデ
ータ信号を多重化する回路構成図、 第４Ａ図および第４Ｂ図は本発明によるシステムの動作
の流れを示すフロー・チャート、第５図は周波数分割多
重信号のスペクトル図、第６Ａ図は時分割時間圧縮多重
信号の振幅の変化を示す振幅図、 第６Ｂ図，第６Ｃ図および第６Ｄ図は時分割時間圧縮多
重信号のサンプリングの様子を示すサンプリング図、 第７図は時分割０５間圧縮多重信号の多重負荷利得と音
声信号の多重数との関係を示す図、第８図および第９図
は公知文献から引用された周波数分割多重信号の多重負
荷利得と通話路数との関係を示す多重負荷利得図である
。 Ｏ・・・電話網　　　　　２０・・・関門交換機２−１
〜２２−ｎ・・・通信信号 Ｏ・・・無線基地局 １・・・信号処理部 ２・・・無線送信回路　　３５・・・無線受信回路８・
・・信号速度復元回路群 ３８−１〜３８−ｎ・・・送信速度復元回路３９・・・
信号選択回路群 ３９−１〜３９−ｎ・・・信号選択回路４０・・・制御
部 ４１・・・クロツク発生器 ４２・・・タイミング発生回路 ５１・・・信号速度変換回路群 ５１−１〜５１−ｎ・・・信号速度変換回路５２・・・
信号割当回路群 ５２−１〜５２−ｎ・・・信号割当回路９１・・・ディ
ジタル符号化回路 ９２・・・多重変換回路 １００，１００−１〜１００−ｎ・・・移動無線機１０
１・・・電話機部 １２０・・・基準水晶発振器 １２１−１，１２１−２・・・シンセザイザ１２２−１
，１２２−２・・・スイッチ１２３・・・送受信断続制
御器 １３１・・・速反変換回路 １３２・・・無線送信回路　１３３・・・送信ミクサ８
３ １３４・・・送信部　　　　１３５・・・無線受信回路
１３６・・・受信ミク’Ｊ−　　　１３７・・・受信部
１３８・・・速度復元回路　１４１・・・クロツク再生
器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、複数のゾーンをそれぞれカバーしてサービス・エリ
   アを構成する各無線基地手段（３０）と、前記複数のゾ
   ーンを横切って移動し、前記無線基地手段と交信するた
   めにフレーム構成のタイム・スロットに時間的に圧縮し
   た区切られた信号をのせた無線チャネルを用いた各移動
   無線手段（１００）との間の通信を交換するための関門
   交換手段（２０）とを用いる移動体通信方法において、
   前記時間的に圧縮した区切られた信号により得られる多
   重負荷利得にもとづいて前記無線基地手段と前記移動無
   線手段との間の交信に使用する無線信号のレベルを決定
   する移動体通信の時間分割通信方法。 ２、複数のゾーンをそれぞれカバーしてサービス・エリ
   アを構成する各無線基地手段（３０）と、前記複数のゾ
   ーンを横切って移動し、前記無線基地手段と交信するた
   めにフレーム構成のタイム・スロットに時間的に圧縮し
   た区切られた信号をのせた無線チャネルを用いた各移動
   無線手段（１００）との間の通信を交換するための関門
   交換手段（２０）とを用いる移動体通信システムにおい
   て、前記時間的に圧縮した区切られた信号により得られ
   る多重負荷利得にもとづいて前記無線基地手段と前記移
   動無線手段のうちのすくなくとも１つが、その送信出力
   レベルを決定されている移動体通信の時間分割通信シス
   テム。