JPH03226085A - Ｍｕｓｅ／ｎｔｓｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はＭＵＳＥ／ＮＴＳＣコンバータ、特にズームモ
ードとワイドモードの２変換方式を有するＭＵＳＥ／Ｎ
ＴＳＣコンバータに関する。

［従来の技術］ 次世代ＴＶとして注目されている高画質ＴＶ。

いわゆるハイビジョンは、３５ｍｍフィルムなみの高画
質を有し、映画や医療応用などの映像メディアとして期
待されている。

ハイビジョンの規格は、走査線数が１１２５本と現行Ｔ
ＶのＮＴＳＣ方式の５２５本に比べて約２倍であり、ま
た画面の縦横比（以下アスペクト比という）が９＝１６
と現行ＴＶの３＝４に比べてよりワイドになっており、
人間の視覚によりマッ：チする特性を備えている。

そこで、このような優れた特性を有するハイビジョン画
像を現行のＴＶ受像機で再生したいという要望が強く、
そのためのコンバータがいくつかの研究機関から提案さ
れている。

このＭＵＳＥ／ＮＴＳＣコンバータにおいては、前述し
たような両方式の走査線数及びアスペクト比の相違を解
消すべく変換が行われるが、特にアスペクト比の変換に
関しては、以下の２方式が知られている。すなわち、 （１）９：１６のハイビジョン画像の両側を削除してア
スペクト比を３：４に変換するズームモード。

（２）９：１６のハイビジョン画像をそのまま３：４の
画面の中に表示するように変換するワイドモード。

これら２つの変換モードはそれぞれ利点を有しており、
コンバータにおいてはこれら２つの変換モードが適宜切
換えられるものが望ましい。

第４図にこのような２つの変換モードを有する従来のＭ
ＵＳＥ／ＮＴＳＣコンバータの構成ブロック図を示す。

ハイビジョン画像信号は、ＭＵＳＥ　（Ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅ　　Ｓｕｂ−Ｎｙｑｕｉｓｔ−８ａｍｐｌｉｎｇ　Ｅ
ｎｃｏｄｉｎｇ　）と呼ばれる帯域圧縮方式にて８．１
ＭＨｚまで帯域圧縮されて送られてくるが、このＭＵＳ
Ｅアナログ信号は、まずＡ／Ｄコンバータ１にてデジタ
ル変換される。そして、デジタル変換されたＭＵＳＥ信
号は、ワイド・ズーム信号処理部２にて所定の信号処理
が行われ、Ｄ／Ａコンバータ３にて再びアナログ信号に
変換されて出力される構成である。

ここで、ワイド・ズーム信号処理部２の構成ブロック図
を第５図及び第６図に示す。第５図はズームモード系の
構成ブロック図であり、デジタルＭＵＳＥ信号はノンリ
ニアデイエンファシス部４にて原信号が復元された後、
時間軸変換回路５に人力される。この時間軸変換回路５
内では、ズームモード系のために設定されたクロックレ
ート１０．０８ＭＨｚのクロックを発生するＰＬＬ２に
基づいてバッファメモリを介してＭＵＳＥ信号の９１＝
１６の映像信号から３；４の映像信号を抜き出す。即ち
、ＭＵＳＥ系（すなわち走査線数１１２５本の１１２５
系）のクロックレート１６．２ＭＨｚからＮＴＳＣ系（
すなわち走査線数５２５本の５２５系）のズームモード
用のクロックレート１０．０８ＭＨｚへの時間軸変換が
行われる。

そして、時間軸変換された映像信号はさらに垂直フィル
タ６、　７．　８に入力され、走査線数２本から１本へ
の走査線数変換が行われる構成である。

一方、第６図はワイドモード系の構成プロ・ツク図であ
り、デジタルＭＵＳＥ信号はノンリニアデイエンファシ
ス４にて原信号か復元された後、垂直フィルタ９，１０
．１１にて走査線数３本から１本を生成する走査線数変
換が行われる。そして、走査線数変換されたＭＵＳＥ信
号はワイドモードのために設定されたクロックレート１
４．７４ＭＨｚのクロックを発生するＰＬＬ２に基づい
て時間軸変換メモリにて時間軸変換される。即ち、ＭＵ
ＳＥ系のクロックレート１６．２ＭＨｚからＮＴＳＣ系
（すなわち走査線数５２５本の５２５系）のクロックレ
ート１４．７４ＭＨｚへの時間変換が行われる構成であ
る。

［発明が解決しようとする課題］ このように、従来のコンバータにおいては、ズーム又は
ワイドモードの変換を行って／Ｘビイビジ３画像を現行
ＴＶで受像可能とするが、前述したように、ズームモー
ドとワイドモードでは時間軸変換時のクロックレートが
それぞれ１０．０８ＭＨｚと１４．７４ＭＨｚと異なっ
ており、従ッテ、第４図に示すようにそれぞれのモード
に対応すべくワイドモード用のＰＬＬ　（フェイズ　ロ
・ツクドループ）１２とＶＣＯ（ボルテージ　コンドロ
ールド　オシレータ）１３、及びズームモード用のＰＬ
Ｌ１４とＶＣＯ１５の２系統が必須となり、コストの増
加や調整困難等の問題が生じていた。

本発明は上記従来のコンバータが有する課題に鑑みなさ
れたものであり、その目的は単一のＰＬＬでズーム及び
ワイド両変換モードに対応し得るＭＵＳＥ／ＮＴＳＣコ
ンバータを提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明のＭＵＳＥ／ＮＴＳ
Ｃコンバータは、所定のサンプリング周波数ｆの設定さ
れた高画質ＴＶ用ＭＵＳＥ信号から周波数ｆ１のクロッ
ク信号を発生するＰＬＬ回路と、このＰＬＬ回路からの
出力信号を分周して周波数ｆ２のクロック信号を発生す
る分周回路と、を具備し、単一のＰＬＬ回路で周波数ｆ
１及びｆ２を有するクロック信号を発生させることを特
徴としている。

［作用］ 本発明のＭＵＳＥ／ＮＴＳＣコンバータはこのような構
成を有しており、ＭＵＳＥ信号から作成された周波数ｆ
（例えば１６．２ＭＨｚ）のクロック信号からＰＬＬ回
路にて位相同期したワイドモード用の周波数ｆ１のクロ
ック信号を発生する。

ここで、このワイドモード用の周波数ｆ１はこのズーム
モード用の周波数ｆ２　　（例えば１０．０８　Ｍ　Ｈ
ｚ　）と簡単な整数比となるように設定可能であり（例
えば、１５．１２ＭＨｚ）　、このように設定すると前
記ＰＬＬ回路の出力信号をこの整数比に基づき分周回路
ですることによりズームモード用の周波数ｆ２のクロッ
ク信号を１個のＰＬＬ回路で発生することが可能となる
。

［実施例コ 以下、図面を用いながら本発明に係るＭＵＳＥ／ＮＴＳ
Ｃコンバータの好適な実施例を説明する。

第１図は本実施例の構成ブロック図である。８゜１ＭＨ
ｚに帯域圧縮されたアナログＭＵＳＥ信号はＡ／Ｄコン
バータにてデジタル変換される。このＡ／Ｄ変換は１６
．２ＭＨｚの周波数で、８ビツトのデジタルデータを出
力することによって行われる。そして、デジタル値に変
換されたＭＵＳＥ信号はワイド・ズーム信号処理部１６
に入力され、従来と同様に時間軸及び走査線数の変換が
行われる。

時間軸変換を行うためのＭＵＳＥ系及びＮＴＳＣ系のク
ロック信号は、デジタルＭＵＳＥ信号の水平同期信号Ｈ
Ｄを検出する同期検出回路１７及びＭＵＳＥ用ＶＣ０１
８から形成されるが、本実施例において特徴的なことは
、この時間軸変換を行う際に用いられるＮＴＳＣ系のク
ロックレートをズームモード１０．０８ＭＨｚ、ワイド
モード１５．１２ＭＨｚと互いの比率が簡単な整数比と
なるように設定し、これにより１系統のＰＬＬ回路１９
及びＶＣＯ２０にてＭＵＳＥ系のクロックレートからこ
れらのＮＴＳＣ系のクロックレートを作成可能にしたこ
とにある。

以下、第２図を用いて本実施例の構成をより詳細に説明
する。ＭＵＳＥ用ＶＣ０１８からの周波数３２．．４７
ＭＨｚのクロック信号は、ＰＬＬ回路１９に入力し、ま
ず１／２分周器２１にて１／２に分周され、ＭＵＳＥ系
のクロックレート１６゜２ＭＨｚが発生する。そして、
この１６．２ＭＨｚのクロック信号は１７１５分周器２
２にて分周される。

ＰＬＬ回路１９は位相比較器２３．１／２分周器２５及
び１／１４分周器２６を有しており、ＭＵＳＥ系のクロ
ック信号１６．２ＭＨｚに位相同期したワイドモード用
のＮＴＳＣ系１５．１２ＭＨｚのクロック信号を出力す
る。すなわち、１／１５に分周された１６．２ＭＨｚの
クロック信号は位相比較器２３に入力し、位相が異なる
時には所定の誤差信号をＶＣＯ２０に出力する。ｖＣＯ
２０はこの誤差信号に基づいて所定の周波数のクロック
信号を出力し、１／２分周器２５．１７１４分周器２６
を経て再び位相比較器２３に入力する。位相比較器２３
に入力される周波数が同一となるまで上記動作が繰り返
されるため、結局ＶＣ０２４からは３０゜２４ＭＨｚの
クロック信号が出力され、１／２分周器２５からはＭＵ
ＳＥ系のクロック信号１６．２ＭＨｚに位相同期した１
５゜１２ＭＨｚのクロック信号が出力されることとなる
。

このように、ＰＬＬ回路１９にてＭＵＳＥ系クロツクロ
ックレート１６Ｈｚ及びワイドモード用クロックレート
１５．１２ＭＨｚが出力されるが、ＶＣＯ２０からの３
０．２４ＭＨｚのクロック信号はさらに分周回路２７に
入力され、ズームモード用のクロックレート１０．０８
ＭＨｚが発生する。

この分周回路２７は第２図に示すようにＤ形フリップフ
ロップ２８，２９．３０、ＮＯＲゲート３１、ＯＲゲー
ト３２及びインバータ３３から構成されており、入力さ
れる３０．２４ＭＨｚのクロック信号はＤ形フリップフ
ロップ２８，２９゜３０のクロック端子ＣＫに入力する
。この時の信号波形を第３図（ａ）、（ｂ）に示す。第
３図（ａ）、（ｂ）はそれぞれＤ形フリップフロップ２
８．２９．３０に人力する波形であり、Ｄ形フリップフ
ロップ３０に入力される波形はインバータ３３にて反転
されている。

さて、周知のごとくＤ形フリップフロップは０人力に論
理値０又は１を与えておいて、しかもクロックを入力し
て初めて出力Ｑが変換されるものである。従って、Ｄ形
フリップフロップ２８に３０．２４ＭＨｚのクロック信
号か入力すると、そのＱ出力は第３図（ｃ）に示すよう
に、３０．２４ＭＨｚのクロック信号の０から１へ立ち
上がる時に立ち上がり、３０．２４ＭＨｚの次の立ち上
がりで１から０へ変化する。そして、このＤ形フリップ
フロップ２８のＱ出力はＤ形フリップフロップ２９のＤ
端子に入力されており、従ってＤ形フリップフロップ２
９からのＱ出力は第３図（ｄ）に示すように、第３図（
Ｃ）のＤ形フリップフロップ２８のＱ出力が１から０に
変化した時に０から１に立ち上がり、３０．２４ＭＨｚ
のクロック信号が０から１に立ち上がった時に１から０
に変化する。

一方、Ｄ形フリップフロップ２８のＱ出力とＤ形フリッ
プフロップ２９はともにＮＯＲゲート３１に入力され、
両Ｑ出力がともに０である時のみ０から１に変化するか
ら、その出力波形は第３図（ｅ）のようにデユーティ比
３３％の波形となる。

そして、このＮＯＲゲート３１の出力はＤ形フリップフ
ロップ３０のＤ端子に入力され、そのクロック端子ＣＬ
Ｋには前述したように第３図（ｂ）のクロック信号が入
力されるから、そのＱ出力は第３図（ｆ）に示すように
ＮＯＲゲート３１からの出力を１クロック分遅延された
デユーティ比３３１％の波形となる。

そして、このＤ形フリップフロップ３０からのＱ出力（
第３図（ｆ））及びＮＯＲゲート３１からの出力（第３
図（ｅ））はともにＯＲゲート３２に入力される。前述
したように、Ｄ形フリップフロップ３０からのＱ出力は
１クロック分遅延されており、従ってＯＲゲート３２か
らの出力は第３図（ｇ）に示すように３０．２４ＭＨｚ
のクロック信号を３分周したデユーティ比５０％の１０
゜０８ＭＨｚクロック信号が出力されることとなる。

このように、本実施例においては、１個のＰＬＬ回路１
９及び分周回路２７を用いてＭＵＳＥ系の１６．２ＭＨ
ｚクロック信号と位相同期したワイドモード用の１５．
１２Ｍ１（ｚクロック信号とズームモード用の１０．０
８ＭＨｚクロック信号を容易に発生させることができ、
コストを抑えることができるとともに装置の信頼性を向
上させることができる。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明のＭＵＳＥ／ＮＴＳＣコン
バータによれば、単一のＰＬＬ回路にてワイドモード用
及びズームモード用のクロック信号を発生させることか
可能となり、コスト低下や信頼性向上等の優れた効果を
得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るんｆＵｓＥ／ＮＴＳＣコンバータ
の一実施例の構成ブロック図、 第２図は同実施例におけるＰＬＬ回路及び分周回路の構
成ブロック図、 第３図は同実施例における分周回路のタイミングチャー
ト図、 第４図乃至第６図は従来のＭＵ　Ｓ　Ｅ／ＮＴ　Ｓ　Ｃ
コンバータの構成ブロック図である。 ・・・　Ａ／Ｄコンバータ ・・・　ワイド・ズーム信号処理部 ・・・同期検出回路 ・ＭＵＳＥ用ｖＣＯ ・・・ＰＬＬ回路 ・・・ＶＣＯ ・・・分周回路 ２９．３０・・・Ｄ形フリ ツブフロップ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 所定のサンプリング周波数ｆの設定された高画質ＴＶ用
   ＭＵＳＥ信号をこのＭＵＳＥ信号に位相同期した互いに
   異なる周波数ｆ１、ｆ２のクロック信号に基づいて異な
   った方式の時間軸変換を行いＮＴＳＣ方式のＴＶ受像機
   で受信可能な信号に変換するＭＵＳＥ／ＮＴＳＣコンバ
   ータにおいて、ＭＵＳＥ信号中の周期信号に基づいて作
   成された周波数ｆのクロック信号から周波数ｆ１のクロ
   ック信号を発生するＰＬＬ回路と、 このＰＬＬ回路からの出力信号を分周して周波数ｆ２の
   クロック信号を発生する分周回路と、を具備し、単一の
   ＰＬＬ回路で周波数ｆ１及びｆ２を有するクロック信号
   を発生させることを特徴とするＭＵＳＥ／ＮＴＳＣコン
   バータ。