JPH0322866A - インバータのｐｗｍ制御装置 - Google Patents
インバータのｐｗｍ制御装置Info
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- JPH0322866A JPH0322866A JP1152178A JP15217889A JPH0322866A JP H0322866 A JPH0322866 A JP H0322866A JP 1152178 A JP1152178 A JP 1152178A JP 15217889 A JP15217889 A JP 15217889A JP H0322866 A JPH0322866 A JP H0322866A
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- Japan
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- frequency
- pwm
- output
- inverter
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野〉
本発明は静かさを要求される事務所等に適したＣＶＣＦ
等のインバータのＰＷＭ制御装置に関する。
等のインバータのＰＷＭ制御装置に関する。
（従来の技術）
従来のＵ Ｐ Ｓ （ＵＮＩＮＴＥＲＲＬＩＰＴＩＢＬ
Ｅ ＰｏｗｅｒＳＯＵＲＣＥ）の構成を第５図に示し説
明する。
Ｅ ＰｏｗｅｒＳＯＵＲＣＥ）の構成を第５図に示し説
明する。
商用電源１からリアクトル２、電流検出器３を経て、Ｉ
Ｇ Ｂ Ｔ （ Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ Ｂ
ｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓ１ｓｔｏｒ ） ４． ５
とダイオード６．７から成るチョッパ回路で、商用電源
からの入力電流を、正弦、波状に制御しながら直流電圧
をコンデンサ８で平滑化し、バッテリー９をフローティ
ング充電する。
Ｇ Ｂ Ｔ （ Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ Ｂ
ｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓ１ｓｔｏｒ ） ４． ５
とダイオード６．７から成るチョッパ回路で、商用電源
からの入力電流を、正弦、波状に制御しながら直流電圧
をコンデンサ８で平滑化し、バッテリー９をフローティ
ング充電する。
直流電圧をＩ Ｇ Ｂ Ｔ ｌＯ．１１．ｌ２，１３か
ら成るインバータブリッジｌ４のＰＷＭ （ｐｕｌｓｅ
ｗｉｄｔｈｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により交流に
変換し、変圧器１６の１次側に印加し、２次側のコンデ
ンサｌ７により、ＰＷＭ制御による高調波分を吸収する
。変圧器１Ｂの出力電圧は変圧８１８により検出して出
力電圧が一定になるよう制御する。
ら成るインバータブリッジｌ４のＰＷＭ （ｐｕｌｓｅ
ｗｉｄｔｈｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により交流に
変換し、変圧器１６の１次側に印加し、２次側のコンデ
ンサｌ７により、ＰＷＭ制御による高調波分を吸収する
。変圧器１Ｂの出力電圧は変圧８１８により検出して出
力電圧が一定になるよう制御する。
電圧検出器２０で検出した直流電圧Ｖｃと電圧基準ＶＲ
を比較し増幅器２ｌにより電流基準！Ｒを出力し、電流
検出器３により検出した電流！と比較し、増幅器２２に
より電流制御をし、三角波発生器２３の出力と比較して
ＰＷＭ制御回路２４によりＰＷＭ信号とし駆動回路２５
を介してＩＧＢＴ４，５をＰＷＭ制御して商用電流１の
入力電流を正弦波化しながら、コンデンサ８の電圧を一
定に制御する。
を比較し増幅器２ｌにより電流基準！Ｒを出力し、電流
検出器３により検出した電流！と比較し、増幅器２２に
より電流制御をし、三角波発生器２３の出力と比較して
ＰＷＭ制御回路２４によりＰＷＭ信号とし駆動回路２５
を介してＩＧＢＴ４，５をＰＷＭ制御して商用電流１の
入力電流を正弦波化しながら、コンデンサ８の電圧を一
定に制御する。
インバータ出力電圧の制御は、電圧基準回路２Ｇにより
発生させた交流電圧基準と、変圧器ｌ８により検出した
、インバータ出力を比較し、増幅器２７により増幅して
、三角波Ｖ２３と比較してＰＷＭ制御回路２ＢによりＰ
ＷＭ信号とし駆動回路２９により、インバータブリッジ
ｌ４のＩＧＢＴを駆動し、ＰＷＭ制御で変圧ＷＩＧの出
力が一定となるよう制御する。
発生させた交流電圧基準と、変圧器ｌ８により検出した
、インバータ出力を比較し、増幅器２７により増幅して
、三角波Ｖ２３と比較してＰＷＭ制御回路２ＢによりＰ
ＷＭ信号とし駆動回路２９により、インバータブリッジ
ｌ４のＩＧＢＴを駆動し、ＰＷＭ制御で変圧ＷＩＧの出
力が一定となるよう制御する。
（発明が解決しようとする課題）
最近ＵＰＳやｃ ｖ Ｃ Ｆ （ＣｏｎｓｔＶｎｔ Ｖ
ｏｌ ｔａｇｅＣｏｎｓｔａｎｔ Ｆ”ｒｅｑｕｅｎＣ
Ｙ ）電源が事務機の電源とし，て多く使用されるよう
になり、ヒれら電源も事務所内に設置される事が多くな
り、これら電源の騒音の低いものが要求されるようにな
った。
ｏｌ ｔａｇｅＣｏｎｓｔａｎｔ Ｆ”ｒｅｑｕｅｎＣ
Ｙ ）電源が事務機の電源とし，て多く使用されるよう
になり、ヒれら電源も事務所内に設置される事が多くな
り、これら電源の騒音の低いものが要求されるようにな
った。
第５図の従来構成で、スイッチング素子をＰＷＭ制御し
ているのでリアクトル２や変圧器ｌ６からスイッチング
周波数に基因する磁歪音を発生する。
ているのでリアクトル２や変圧器ｌ６からスイッチング
周波数に基因する磁歪音を発生する。
この磁歪音を聞えないようにするために、従来ＰＷＭの
キャリア周波数（三角波の周波数）を１５〜２０ＫＩＩ
Ｚ以上の可聴周波数以上とすることにより防いでいた。
キャリア周波数（三角波の周波数）を１５〜２０ＫＩＩ
Ｚ以上の可聴周波数以上とすることにより防いでいた。
しかし、このような高周波でＰＷＭ制御して、スイッチ
ング損失の少ない素子はＭＯＳＦＥＴがあるが、ＭＯＳ
ＦＥＴのオン抵抗が高く、特に高圧、大電流素子の使用
は経済的理由により断念し、ていた。最近、ＩＧＢＴが
、この範囲の高圧、大電流素子として採用される傾向に
あるが、ＩＧＢＴはティル電流のためスイッチング損失
が大きく、１５〜２０ＫＨＺ以上でＰＷＭ制御すると変
換器の効率が低下する欠点があった。
ング損失の少ない素子はＭＯＳＦＥＴがあるが、ＭＯＳ
ＦＥＴのオン抵抗が高く、特に高圧、大電流素子の使用
は経済的理由により断念し、ていた。最近、ＩＧＢＴが
、この範囲の高圧、大電流素子として採用される傾向に
あるが、ＩＧＢＴはティル電流のためスイッチング損失
が大きく、１５〜２０ＫＨＺ以上でＰＷＭ制御すると変
換器の効率が低下する欠点があった。
そこで、効率を低下させず騒音を低下させる従来方法と
して第６図の制御回路を採用していた。
して第６図の制御回路を採用していた。
即ち、チジッパ同路は、第１の三角波発生回路２３ａに
よる周波数でＰＷＭＬ、インバータ回路は第２の三角波
発生回路２３ｂによる周波数でＰＷＭ制御することによ
り、第２の三角波発生器の周波数を少し下げて制御する
ことにより効率と騒音のバランスを取っていた。
よる周波数でＰＷＭＬ、インバータ回路は第２の三角波
発生回路２３ｂによる周波数でＰＷＭ制御することによ
り、第２の三角波発生器の周波数を少し下げて制御する
ことにより効率と騒音のバランスを取っていた。
インバータブリッジのＰＷＭは、第７図に示すように三
角波Ｖ２３とＶ２３と逆位相のＶ２３を増躯器２７ノ出
力Ｖ２７と比較し、ＰＷＭ波形とし、ＩＣ．ＢＴＩＯを
Ａ信号でＰＷＭ制御し、ｌＧＢＴ１３をＢ信号によりＰ
ＷＭ制御すると変換器ｌ６に加わる波形はＣに示すよう
に、キャリア周波数の２倍の周波数の波形となる。
角波Ｖ２３とＶ２３と逆位相のＶ２３を増躯器２７ノ出
力Ｖ２７と比較し、ＰＷＭ波形とし、ＩＣ．ＢＴＩＯを
Ａ信号でＰＷＭ制御し、ｌＧＢＴ１３をＢ信号によりＰ
ＷＭ制御すると変換器ｌ６に加わる波形はＣに示すよう
に、キャリア周波数の２倍の周波数の波形となる。
ところが第６図の回路では、第１の三角波の周波数と第
２の三角波の２倍の周波数成分が発生するので、これら
二者の差がビートとなりビート周波数が耳に聴える事と
なり、低藝音と高効率を従来は実現することが困難であ
った。
２の三角波の２倍の周波数成分が発生するので、これら
二者の差がビートとなりビート周波数が耳に聴える事と
なり、低藝音と高効率を従来は実現することが困難であ
った。
本発明の目的は、従来の方法の欠点を改良し、スイッチ
ング周波数を可能なかぎり低下させ効率向上をはかり、
かつ可聴周波数範囲のスイッチング周波数分を発生しな
いインバータのＰＷＭ制御装置を提供する。
ング周波数を可能なかぎり低下させ効率向上をはかり、
かつ可聴周波数範囲のスイッチング周波数分を発生しな
いインバータのＰＷＭ制御装置を提供する。
〔発明の構成］
（課題を解決するための手段）
インバータブリッジはキャリア周波数とその逆位ｔ口の
ものと比較するＰＷＭ方式により、スイッチンク周波数
の２倍の周波数の出力を得て、チョッパ回路は前記キャ
リア周波数と同期した２倍の周波数でＰＷＭ制御する事
により、これらのビート周波数成分を含めて、あらゆる
周波数成分をキャリア周波数の２倍以上とする。
ものと比較するＰＷＭ方式により、スイッチンク周波数
の２倍の周波数の出力を得て、チョッパ回路は前記キャ
リア周波数と同期した２倍の周波数でＰＷＭ制御する事
により、これらのビート周波数成分を含めて、あらゆる
周波数成分をキャリア周波数の２倍以上とする。
（作 用〉
インバータブリッジ出力はキャリア周波数の２倍の！！
数倍、チジッパ回路もキャリア周波数の２倍の整数倍の
成分を持つので、これらのビート周波数もキャリア周波
数の２倍以上の成分となる。
数倍、チジッパ回路もキャリア周波数の２倍の整数倍の
成分を持つので、これらのビート周波数もキャリア周波
数の２倍以上の成分となる。
（実施例）
本発明の一実施例を第１図に示し説明する。
第５図と同一成分は同一番号を記し説明は省略する。な
お第１図では主回路部分は省略し制御回路について記し
てある。
お第１図では主回路部分は省略し制御回路について記し
てある。
インバータ部のＰＷＭは、ＰＷＭ＄ＩＩｇＩＪ回路２８
により三角波発生器２３の出力Ｖ２３とＶ２１の逆位相
のＶＴｒと増幅器２７出力とを比較したＰＷＭ信号によ
り駆動し、チョッパ部は三角波Ｖ２３を２倍周波数回路
３０を通した出力Ｖ３０をキャリアとしてＰＷＭ制御回
路２４によりＰＷＭ信号としてスイッチングする。
により三角波発生器２３の出力Ｖ２３とＶ２１の逆位相
のＶＴｒと増幅器２７出力とを比較したＰＷＭ信号によ
り駆動し、チョッパ部は三角波Ｖ２３を２倍周波数回路
３０を通した出力Ｖ３０をキャリアとしてＰＷＭ制御回
路２４によりＰＷＭ信号としてスイッチングする。
第７図で説明したように、インバータブリッジ出力は三
角波Ｖ２３の周波数をｆとずると、２ｎｆ（ｎ＝１．２
・・・）成分の成分を持つ。一方チョッパ部はＶ３０（
２［’）をキャリア周波数とするＰＷへ・１で、出力に
ｎ・２ｆ（ｎ−１．２・・・）の周波数成分を持つので
、この二者のビートは，２ｎｆ （ｎ＝ｏ，１・・・
）なる周波数成分となるので、最低周波数或分は２ｆの
整数倍となる。このためｆはＩＯＫＩＩＺに選定すると
２０ＫＩＩＺ以下の高周波成分を含まないので可聴周波
数成分を含まないことになる。
角波Ｖ２３の周波数をｆとずると、２ｎｆ（ｎ＝１．２
・・・）成分の成分を持つ。一方チョッパ部はＶ３０（
２［’）をキャリア周波数とするＰＷへ・１で、出力に
ｎ・２ｆ（ｎ−１．２・・・）の周波数成分を持つので
、この二者のビートは，２ｎｆ （ｎ＝ｏ，１・・・
）なる周波数成分となるので、最低周波数或分は２ｆの
整数倍となる。このためｆはＩＯＫＩＩＺに選定すると
２０ＫＩＩＺ以下の高周波成分を含まないので可聴周波
数成分を含まないことになる。
以上説明したように、本実施例によば、インバタ部を周
波数ｆのキャリア周波数でＰＷＭ制御し、チジッパ部を
２ｆのキャリア周波数でＰＷＭ制御することにより出力
周波数成分と差Ｊｉｍ波数成分が２ｆとなりｆを比較的
低い周波数に選定（．，ても可聴周波数外の周波数成分
となるので低騒音かつスイッチング損失が少く効率の高
い、イン，＜一タのＰＷＭ制御を提供することが出来る
。
波数ｆのキャリア周波数でＰＷＭ制御し、チジッパ部を
２ｆのキャリア周波数でＰＷＭ制御することにより出力
周波数成分と差Ｊｉｍ波数成分が２ｆとなりｆを比較的
低い周波数に選定（．，ても可聴周波数外の周波数成分
となるので低騒音かつスイッチング損失が少く効率の高
い、イン，＜一タのＰＷＭ制御を提供することが出来る
。
なお、第２図に示すように、単相電源からりアクトル２
を介してダイオードブリッジ６０により直流に変換し、
ＩＧＢＴ４、ダイオード６から成る昇圧チョッパ回路を
構成した場合も全く同様に応用できる。
を介してダイオードブリッジ６０により直流に変換し、
ＩＧＢＴ４、ダイオード６から成る昇圧チョッパ回路を
構成した場合も全く同様に応用できる。
また、第３図に示すように、直流電Ｉｆｉ．Ｂ １から
、ＩＧＢＴ４、ダイオード６、リアクトル６２から成る
降圧チョソバは回路を構成した場合も同様に応用できる
。
、ＩＧＢＴ４、ダイオード６、リアクトル６２から成る
降圧チョソバは回路を構成した場合も同様に応用できる
。
また、第４図に示すように３相電源からりアクトル２、
ダイオードブリッジ６０、ｉ（；ＢＴ４、ダイオー ド
６から成る昇圧チョッパ同路を横威し、インバータブリ
ッジ１３４．６５．６８から或るインバータにより変圧
器６７に負荷を供給する場合も同様に応用できることは
勿論である。
ダイオードブリッジ６０、ｉ（；ＢＴ４、ダイオー ド
６から成る昇圧チョッパ同路を横威し、インバータブリ
ッジ１３４．６５．６８から或るインバータにより変圧
器６７に負荷を供給する場合も同様に応用できることは
勿論である。
なお、変調周波数の２倍回路は両波整流回路やＤ／Ａコ
ンバータを使用する方法もある。
ンバータを使用する方法もある。
さらに、以上の説明はディジタル的にＰＷＭ制御を行う
場合にも適用できることは説明するまでもない。
場合にも適用できることは説明するまでもない。
［発明の効果コ
本発明によれば、インバータ部を周波数ｆのキャリア周
波数でＰＷＭ制御しインバータ出力部の高調波分を２ｆ
の整数倍とし、チョッパ部は２ｆのキャリア周波数でＰ
ＷＭ制御することにより、，各人出力部における高調波
成分を２ｆの整数倍とすることにより、これらのビート
周波数も２ｆの整数倍にし、２ｆを可聴周波数以上にす
ることにより、ｆを低下させることが出来るので、低損
失で効率が良くしかも低騒音のインバータのＰＷＭ制御
を提供することができる。
波数でＰＷＭ制御しインバータ出力部の高調波分を２ｆ
の整数倍とし、チョッパ部は２ｆのキャリア周波数でＰ
ＷＭ制御することにより、，各人出力部における高調波
成分を２ｆの整数倍とすることにより、これらのビート
周波数も２ｆの整数倍にし、２ｆを可聴周波数以上にす
ることにより、ｆを低下させることが出来るので、低損
失で効率が良くしかも低騒音のインバータのＰＷＭ制御
を提供することができる。
第１図は本発明の要部を示す実施例図、第２図，第３図
，第４図は本発明の他の実施例を示す。 第５図，第６図は従来のＰＷＭインバータの構成図、第
７図は従来のものの動作を説明する図である。 １・・・商用電源 ３・・・電源検出器 ６，７・・・ダイオード ９・・・バッテリ １０， １１， １２． １３・・・ｉＧＢＴｌ４・・
・インバータブリッジ １６・・・変圧器 １８・・・変圧器 ２０・・・電圧検出煕 ２３・・・三角波発生器 ２５・・・駆動同路 ２７・・・州幅器 ２９・・・駆動同路 ２・・・リアクトル ４． ５・・・Ｉ ＧＢＴ ８・・・コンデンサ １７・・・コンデンサ １９・・・電圧旦準 ２１．２２ ・・・１曽幅蒸 ２４・・・ＰＷＭ回路 ２６・・・電圧払準回路 ２８・・・ＰＷＭ回路 ３０・・・二倍回路
，第４図は本発明の他の実施例を示す。 第５図，第６図は従来のＰＷＭインバータの構成図、第
７図は従来のものの動作を説明する図である。 １・・・商用電源 ３・・・電源検出器 ６，７・・・ダイオード ９・・・バッテリ １０， １１， １２． １３・・・ｉＧＢＴｌ４・・
・インバータブリッジ １６・・・変圧器 １８・・・変圧器 ２０・・・電圧検出煕 ２３・・・三角波発生器 ２５・・・駆動同路 ２７・・・州幅器 ２９・・・駆動同路 ２・・・リアクトル ４． ５・・・Ｉ ＧＢＴ ８・・・コンデンサ １７・・・コンデンサ １９・・・電圧旦準 ２１．２２ ・・・１曽幅蒸 ２４・・・ＰＷＭ回路 ２６・・・電圧払準回路 ２８・・・ＰＷＭ回路 ３０・・・二倍回路
Claims (1)
- 入力電流をＰＷＭ制御して直流電圧を得るチョッパ回路
と、該直流電圧を更にＰＷＭ制御して交流電圧に変換す
るインバータブリッジを備え、該交流電圧のＰＷＭ制御
による電圧波形が該インバータブリッジのスイッチング
周波数の２倍の周波数で出力される装置において、前記
チョッパ回路のスイッチング周波数を該インバータブリ
ッジのスイッチング周波数の２倍の周波数で行うＰＷＭ
制御手段を設けたことを特徴とするインバータのＰＷＭ
制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1152178A JPH0322866A (ja) | 1989-06-16 | 1989-06-16 | インバータのｐｗｍ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1152178A JPH0322866A (ja) | 1989-06-16 | 1989-06-16 | インバータのｐｗｍ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0322866A true JPH0322866A (ja) | 1991-01-31 |
Family
ID=15534756
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1152178A Pending JPH0322866A (ja) | 1989-06-16 | 1989-06-16 | インバータのｐｗｍ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0322866A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05111244A (ja) * | 1991-10-08 | 1993-04-30 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | アーク溶接機用電源装置 |
| FR2694667A1 (fr) * | 1992-08-04 | 1994-02-11 | Esswein Sa | Dispositif de régulation électronique de vitesse d'un moteur. |
| JP2001055155A (ja) * | 1999-08-17 | 2001-02-27 | Toyota Autom Loom Works Ltd | パワーステアリング装置 |
| JP2010028975A (ja) * | 2008-07-18 | 2010-02-04 | Toshiba Carrier Corp | 電源装置 |
-
1989
- 1989-06-16 JP JP1152178A patent/JPH0322866A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05111244A (ja) * | 1991-10-08 | 1993-04-30 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | アーク溶接機用電源装置 |
| FR2694667A1 (fr) * | 1992-08-04 | 1994-02-11 | Esswein Sa | Dispositif de régulation électronique de vitesse d'un moteur. |
| JP2001055155A (ja) * | 1999-08-17 | 2001-02-27 | Toyota Autom Loom Works Ltd | パワーステアリング装置 |
| JP2010028975A (ja) * | 2008-07-18 | 2010-02-04 | Toshiba Carrier Corp | 電源装置 |
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