JPH0789742B2

JPH0789742B2 - 電力変換装置

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Publication number: JPH0789742B2
Application number: JP62033534A
Authority: JP
Inventors: 健明朝枝
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1987-02-18
Filing date: 1987-02-18
Publication date: 1995-09-27
Anticipated expiration: 2010-09-27
Also published as: JPS63202271A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は３相の交流電力を直流電力に変換する電力変
換装置に関するものである。

〔従来の技術〕

第９図は例えば昭和61年度電気学会全国大会講演論文集
（574ページ）に示された従来の電力変換装置の原理を
示す回路構成図である。図において１はダイオード整流
器で、単相ブリッジ回路により構成され、交流側はリア
クトル２を介して商用交流電源ACに接続されている。３
は直流スイッチであって上記ダイオード整流器１の直流
側に並列接続されている。４はダイオードで、上記ダイ
オード整流器１の正側の出力端（Ｐ）にアノード側が接
続されている。５はコンデンサで前記ダイオード４のカ
ソード側と上記ダイオード整流器１の負側の出力端
（Ｎ）に接続されている。６は負荷であって上記コンデ
ンサ５に並列に接続されている。

次に動作は第10図の動作波形図にもとづき説明する。ま
ず、第９図に示した従来例は単相交流電力を直列電力に
変換する場合を示しており、直流スイッチ３を高周波ス
イッチング動作でオンオフさせ、交流電源に流れる電流
を正弦波状に波形制御するとともに力率をほぼ１に近く
制御するものである。ここで直流スイッチ３としては自
己消弧型スイッチング素子、例えば、トランジスタ，ゲ
ートターンオフサイリスタ,MOSFETなどが一般に用いら
れており、数KHzから数10KHzのスイッチング周波数でオ
ン−オフ制御される。また、第10図において、交流電源
電流I_acは交流電源電圧V_acと同相で、かつ大きさは入出
力間の電力の平衡条件よりの関係に従って制御される。ここで交流電源電圧V_cはコ
ンデンサ５の平均直流電圧、I_Lは負荷６の平均直流電流
を示す。直流電流I_Pは交流電源電圧V_acの正の半サイク
ル期間（t₁〜t₂）ではダイオード整流器１のアーム素子
D₁,D₄を介して流れ、また負の半サイクル期間（t₂〜
t₃）ではアーム素子D₂,D₃を介して流れるため、交流電
流I_acの全波整流波形になる。また、期間t₄〜t₆は直流
スイッチ３のスイッチング周期を示し、このスイッチ動
作波形の一部をI_SWでI_Dで示している。ここでI_SWは直流
スイッチ３の電流波形,I_Dはダイオード４の電流波形で
ある。時刻t₄〜t₅の期間、直流スイッチ３をオンすれ
ば、直流スイッチ３の電流I_SWはリアクトル２、ダイオ
ード整流器D₁,D₄を介して流れ、リアクトル２にエネル
ギーが蓄積される。次に時刻t₅〜t₆期間、直流スイッチ
３をオフすれば、リアクトル２のエネルギーはダイオー
ド４を介してコンデンサ５に放出される。従ってコンデ
ンサ５の電圧は交流電源電圧V_acよりも常に大きい電圧
レベルに保持される。

なお、リアクトル２はダイオード整流器１の出力端と直
流スイッチ３の間に挿入しても同様の昇圧チョッパの動
作を行う。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の電力変換装置は以上のように構成されているの
で、ダイオード整流器を介して昇圧チョッパ動作を行う
各アーム素子の通流期間は180゜であり、交流電流を正
弦波状に制御することになる。しかしこれを３相交流電
源に適用する場合には単にダイオード整流器を３相ブリ
ッジ構成にしただけでは各アームの通流期間が120゜と
なり、交流電流を正弦波状に制御できず、５次,7次等の
低次数の高調波成分が多く含まれる等の問題点があっ
た。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、交流電流を正弦波状に制御できるとともに電
源の力率を略１に制御することのできる３相交流の電力
変換装置を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る電力変換装置は、３相ブリッジ構成のダ
イオード整流器の直流出力側に２段にカスケード接続さ
れた昇圧チョッパを並列接続するとともに、この昇圧チ
ョッパの中間点と３相交流電源間に両方向通電形の３相
交流スイッチを設け、各々の昇圧チョッパは対応する極
性の３相半波整流の電圧波形と相似な電流波形の電流を
流すようにそれぞれ制御され、それぞれの昇圧チョッパ
の入力電流の差分を３相交流スイッチを介して３相交流
電源に流すようにして電力変換装置の主回路部とし、上
記昇圧チョッパの出力電圧の電圧制御器と交流電源電流
の電流制御器とを設けたものである。

〔作用〕

この発明における電力変換装置は電圧制御器の出力信号
と負荷電流値とから交流電源電流基準を演算し、さらに
この交流電源電流基準から正負群両昇圧チョッパの電流
基準を演算してこの両昇圧チョッパにより互いに位相が
180゜ずれた３相半波整流波形状にダイオード整流器の
Ｐ側及びＮ側の出力電流を電流制御器により波形制御し
て、Ｐ側及びＮ側の直流電流の差分を３相交流スイッチ
を介して交流電源へ流すように制御する。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。図中
第９図と同一の部分は同一の符号をもって図示した第１
図において、10は３相ブリッジ接続されたダイオード整
流器で、その交流端は３相交流電源（e_u,e_v,e_w）に接続
されている。2P,2Nはこのダイオード整流器10の正側出
力端（Ｐ）及び負側出力端（Ｎ）に各々接続されたリア
クトル、3P,3Nはこのリアクトル2P,2Nの両端間に直列接
続された昇圧チョッパ8P,8Nの直流スイッチ、4P,4Nは各
々上記リアクトル2Pと直流スイッチ3Pの接続点及び上記
リアクトル2Nと直流スイッチ3Nの接続点に、上記ダイオ
ード整流器10の直流電路に対して順方向に接続されたダ
イオード、5P,5Nはこの両ダイオード4P,4Nの出力端間に
直列接続されたコンデンサで、このコンデンサ5P,5Nの
中間接続点は上記直流スイッチ3P,3Nの中間接続点に接
続される。６はこの両コンデンサ5P,5Nの両端に接続さ
れた負荷、７は３相交流スイッチであって上記昇圧チョ
ッパ8P,8Nの直流スイッチ3P,3Nの中間接続点と上記３相
交流電源（e_u,e_v,e_w）間に接続される。

次に第２図に示す動作波形図を参照して動作について説
明する。図においてe_u,e_v,e_wは３相交流電源（e_u,e_v,
e_w）の相電圧波形を示す。I_Pはリアクトル2Pの電流波形
を示し、リアクトル2Pと直流スイッチ3Pとダイオード4P
とで構成される正群の昇圧チョッパ8Pによって、３相交
流電源（e_u,e_v,e_w）の正極性の３相半波整流の電圧波形
と相似な電流波形に制御される。I_Nはリアクトル2Nの電
流波形を示し、リアクトル2Nと直流スイッチ3Nとダイオ
ード4Nとで構成される負群の昇圧チョッパ8Nによって、
３相交流電源（e_u,e_v,e_w）の負極性の３相半波整流の電
圧波形と相似な電流波形に制御される。ここでリアクト
ル2P及び2Nの電流波形I_P及びI_Nには実際上、各々正群及
び負群の昇圧チョッパ8P,8Nのスイッチング周波数成分
の電流リップル成分が重畳されているが、簡単のため第
２図では省略して示している。I_Oは３相交流スイッチ７
の電流波形を示しI_O＝I_P−I_Nとなる。ここでI_P,I_Nは互
いに180゜位相差の電源周波数_acの３倍の周波数のリ
ップル分を有し、大きさは同一であるため、前記I_Oは３
_acの交流波形になる。I_P,I_Nのリップル分を無視した
ときのピーク値をとすれば３相交流スイッチ７の電流波形I_Oのピーク値はとなる。I_u,I_v,I_wは交流電源の電流波形を示す。I_uはｕ
相電流であり、時刻t₁〜t₂の期間は３相交流スイッチ７
のアーム素子S_uをオンすることにより電流I_Oを流し、時
刻t₂〜t₄の期間はダイオード整流器10のアーム素子D_uに
よって電流I_Pを流し、時刻t₄〜t₅の期間は再び３相交流
スイッチ７のアーム素子S_uをオンして電流I_Oを流し、時
刻t₅〜t₇の期間はダイオード整流器10のアーム素子D_Xに
よって電流I_Nを流し正弦波状の交流電流波形を得ること
ができる。ここで３相交流スイッチ７がない場合には、
ダイオード整流器10によってのみしか交流電流I_uを流す
ことができないため、正弦波電流は得られないことが分
る。ｖ相の交流電流I_vはｕ相の交流電流I_uに対して120
゜の位相遅れの波形であり、同様にしてダイオード整流
器10のアーム素子D_v及びD_yと３相交流スイッチ７のアー
ム素子S_vによって正弦波状の波形が得られる。ｗ相の交
流電流I_wはｕ相の交流電流I_uに対して240゜の位相遅れ
の波形であり、同様にしてダイオード整流器10のアーム
素子D_w及びD_zと３相交流スイッチ７のアーム素子S_wによ
って正弦波状の波形が得られる。なお、ダイオード整流
器10の各アーム素子（D_u,D_v,D_w,D_x,D_y,D_z）の転流は通
常のダイオード整流器の動作と同様に交流電源の電圧
（e_u,e_v,e_w）によって行なわれるが、３相交流スイッチ
７の各アーム素子（S_u,S_v,S_w）の転流は強制的に行なわ
れなければならない。例えば、時刻t₅においてスイッチ
S_uからスイッチS_wへの転流を考えるとこの時刻ではe_u＝
e_wであるため電源転流は行えない。他の転流タイミング
でも同様であり、各相電圧のクロス点で転流しなければ
ならないため電源転流は行えない。時刻t₁〜t₇は交流電
源の１周期を６等分したものに相当し、各交流スイッチ
（S_u,S_v,S_w）は60゜間づつ導通される。ダイオード整流
器10の各アーム素子（D_u,D_v,D_w,D_x,D_y,D_z）は通常のダ
イオード整流器と同様に120゜づつ導通するため、この
ダイオード整流器10のアーム素子の導通の休止期間中は
各交流スイッチ（S_u,S_v,S_w）によって交流電流を流せば
よい。

次にこの発明の電力変換装置の制御装置の一実施例を図
について説明する。第３図は正群及び負群の昇圧チョッ
パ8P及び8Nのスイッチ手段3P,3Nとしてゲートターンオ
フサイリスタ（以下GTOと略す）3P,3Nを適用したもの
で、３相交流スイッチ（S_u,S_v,S_w）として単相ダイオー
ドブリッジの直流端間にGTO3P,3Nを接続し両方向通電可
能なように回路構成したものである。また、20P,20N,20
Lは電流検出器であって、各々ダイオード整流器10の正
極出力電流，負極出力電流，負荷６の電流を検出し、Ｉ
_Ｐｂ,I_Ｎｂ,I_Ｌｂの電流検出信号を得ている。22
は絶縁トランスであって、１次側は交流電源（AC）へ接
続され、２次側に１次側より30゜遅相の３相信号（e_u1,
e_v1,e_w1）を得ている。また、論理演算手段は次のよう
に構成される。すなわち23は零クロスコンパレータであ
って絶縁トランス22の２次側の３相信号（e_u1,e_v1,
e_w1）の正，負の極性を判別する。24は排他的論理和回
路であって、零クロスコンパレータ23の３相出力信号
（e_u2,e_v2,e_w2）の内、各々２相毎に排他的論理和のNOT
の演算を行い、３相信号（e_u3,e_v3,e_w3）を得ている。2
5はゲート増幅器であって排他的論理和回路24の出力信
号（e_u3,e_v3,e_w3）を増幅し、ゲート信号として、３相
交流スイッチ（S_u,S_v,S_w）へ与えられる（上記23〜25を
論理演算手段と呼ぶ）。21は電圧検出器であって正群及
び負群の昇圧チョッパ8P,8Nの両出力電圧V_cを検出し、
Ｖ_ｃｂの電圧検出信号を得ている。29は電圧制御器で
あって、正群及び負群の昇圧チョッパ8P,8Nの両出力電
圧V_cの基準信号Ｖ_creと検出信号Ｖ_ｃｂの偏差を増
幅する。30は掛算器であって負荷電流検出信号Ｉ_Ｌｂ
と、両昇圧チョッパ8P,8Nの出力電圧検出信号Ｖ_ｃｂ
が掛算される。26は絶縁トランスであって、１次側は交
流電源（AC）に接続され、２次側は１次側と同相の６相
電圧信号（e_u4,e_v4,e_w4,e_x4,e_y4,e_z4）を得ている。28
は波高値検出器であって絶縁トランス26の２次側の６相
信号を整流してコンデンサで平滑にして交流電源ACの相
電圧V_acの波高値V_acpに比例した信号V_acp′を得てい
る。31は割算器であって、波高値検出信号V_acp′で掛算
器30の出力信号を割算し、可変抵抗器32を介して交流電
流波高値変換信号I_acp′を得ている。33は加算器であっ
て、この交流電流波高値変換信号I_acp′と電圧制御器29
の出力信号ΔI_cを加算し、交流電流波高値基準信号Ｉ
_acpreをこれら交流電流波高値基準信号制御手段29〜3
3によって得ている。また27P,27Nは３相半波整流回路
（３相半波整流手段）であって、各々絶縁トランス26の
２次電圧（e_u4,e_v4,e_w4）及び（e_x4,e_y4,e_z4）を整流し
て３相半波交流信号e_27P及びe_27Nを得ている。34P,34N
は掛算器であって、この３相半波整流信号e_27P及びe_27N
と、上記交流電流波高値基準信号Ｉ_acpreを掛算して
正群及び負群の昇圧チョッパ8P,8Nの電流基準信号Ｉ
_pre及びＩ_Nreを得ている。35P,35Nは両昇圧チョッ
パ8P,8Nの電流制御器で、この両昇圧チョッパの電流基
準信号Ｉ_Pre及びＩ_Nreと上記ダイオード整流器10の
正極及び負極出力電流検出信号Ｉ_Ｐｂ及びＩ_Ｎｂと
の偏差を増幅する（昇圧チョッパ電流制御手段）。36P,
36Nはパルス幅変調回路（以下PWM回路と略す）で、この
電流制御器35P及び35Nの出力信号と三角波キャリヤ信号
V_caのレベルを比較する。そして37P,37Nはゲート増幅器
でこのPWM回路36P,36Nの出力信号を増幅して上記昇圧チ
ョッパ8P,8NのGTO3P,3Nへゲート信号として与える（昇
圧チョッパ素子制御手段）。

次に第３図に示す電力変換装置の制御装置の動作につい
て説明する。第４図は３相交流スイッチ（S_u,S_v,S_w）の
ゲート信号の形成を示す動作波形図である。絶縁トラン
ス22の２次側電圧（e_u1,e_v1,e_w1）は交流電源電圧（e_u,
e_v,e_w）より30゜位相が遅れており、零クロスコンパレ
ータ23の出力信号（e_u2,e_v2,e_w2）は180゜幅の矩形波信
号であり、交流電源電圧（e_u,e_v,e_w）より30゜位相が遅
れる。排他的論理和回路24の出力信号（e_u3,e_v3,e_w3）
は各々零クロスコンパレータ23の出力信号e_u2とe_v2,e_v2
とe_w2,e_w2とe_u2の排他的論理和のNOTの演算により得ら
れ、各々60゜幅の矩形波信号で交流電源の１サイクル期
間中２回発生する。３相交流スイッチ（S_u,S_v,S_w）のON
ゲート信号はこの排他的論理和回路24の出力信号（e_u3,
e_v3,e_w3）と同期して発生し、第２図に示す主回路部の
動作波形に対応している。

次に昇圧チョッパ8P,8Nの電流基準信号Ｉ_Per,I_Ner
は、交流電源及び負荷電力の平衡条件より得られる。交
流電源の電力P_acは力率を１とすれば、ここで、V_acpとI_acpは各々交流電源の相電圧のピーク値
と交流電源電流のピーク値を示し、次式で表わされる。

一方、負荷電圧P_Lは、 P_L＝I_L・V_C …（２）で示される。電力の平衡条件より定常状態ではP_ac＝P_L
となり、（１），（２）式よりの関係式が得られる。（３）式の電圧，電流値にそれぞ
れ対応した検出信号を代入すれば（４）式が得られる。

I_acp′＝K₁I_Ｃｂ・Ｖ_Ｃｂ/V_acp′ …（４）ここでK₁は比例定数である。V_acp′は波高値検出器28よ
り得られ、この（４）式の演算は掛算器30,割算器31及
び可変抵抗器32で実行され、交流電流波高値変換信号I
_acp′が得られる。電圧制御器29はコンデンサ5P,5Nの両
端電圧V_Cを基準信号Ｖ_Creに対応した値に制御するも
ので、この電圧制御器29の出力信号ΔI_cはコンデンサ5
P,5Nに注入する電流成分の基準信号を示す。交流電流波
高値基準信号Ｉ_acpreはＩ_acpre＝ΔI_c＋I_acp …（５）で与えられ、加算器33で実行される。

この交流電流波高値基準信号Ｉ_acpreは次式により正
群及び負群の昇圧チョッパ8P,8Nの電流基準信号Ｉ_Pre
及びＩ_Nreに変換される。

（６）式は掛算器34P,34Nで実行される。第５図にその
動作波形図を示す。絶縁トランス26の２次電圧は60゜位
相差の６相波形であり、その内120゜位相差の３相信号
（e_u4,e_v4,e_w4）及び（e_x4,e_y4,e_z4）の３相半波整流回
路27P及び27Nにより、交流電源電圧に同期した正極性及
び負極性に相似の３相半波整流信号e_27Pとe_27Nが得られ
る。これらの信号と交流電流波高値基準信号Ｉ_acpre
が掛算され、正群及び負群チョッパ8P,8Nの電流基準信
号Ｉ_Pre,I_Nreが得られる。ここで交流電流波高値基
準信号Ｉ_acpreがフラットな波形であれば、この電流
基準信号Ｉ_Pre,I_Nreの波形は３相半波整流信号
e_27P,e_27Nと相似な波形となり、第２図の主回路部の動
作波形図に示すリアクトル2P及び2Nの電流I_P及びI_Nに対
応する。

電流制御器35P,35Nによって正群及び負群の昇圧チョッ
パ8P,8Nの電流I_P,I_Cは電流基準信号Ｉ_Pre,I_Nreに従
って制御される。この電流制御器35P,35Nの出力信号e
_35P,e_35NはPWM回路36P,36Nによって高周波のスイッチン
グ信号に変調される。この変調周波数は３角波変調信号
V_caによって決定されるが、このPWM回路は公知であるた
め、詳細な説明は省略する。

なお、電流制御器35P,35NとPWM回路36P,36Nの組合せの
代りに公知であるヒステリシスコンパレータを設けて電
流の瞬時値を制御するように構成したものであってもよ
い。

また、上記実施例で正群及び負群の昇圧チョッパのスイ
ッチ3P,3Nのスイッチ手段として機械的スイッチあるい
はGTOを設けたものを示したが、トランジスタMOSFETな
どの高周波スイッチングが可能な自己消弧形半導体素子
であってもよく、また、３相交流スイッチ７のスイッチ
手段も同様にGTO以外の自己消弧形半導体素子であって
もよく、さらに自己消弧形半導体素子を逆並列に接続構
成したものであってもよい。

また、第３図に示す制御装置の実施例ではアナログ回路
を主体に構成したものを示したが、マイクロプロセッサ
を利用したディジタル回路でも容易に実現できる。更に
第６図はディジタル回路で構成した制御装置の回路構成
図を示す。41は単相トランスであって、１次側は交流電
源のｗ−ｖ相間に接続される。42はフィルタ回路であっ
て、この単相トランス41の２次側に接続され、90゜位相
遅れの電圧信号V_ac′を発生する。43はPLL（フェーズ・
ルックド・ループ）回路でフィルタ回路42の出力信号V
_ac′を零クロスコンパレータを介して矩形波に波形変換
された信号に同期した位相信号θをPLL,フィルタ,VCO,
カウンターで構成したPLL回路43で発生するもので公知
の回路である。44は（第１の）ROMテーブルであって、
この位相信号に対応して、３相交流スイッチ（S_u,S_v,
S_w）のON信号（e_u3,e_v3,e_w3）を発生するようにテーブ
ル化されている。45は（第２の）ROMテーブルであって
上記位相信号θに対応して３相半波整流信号e_27P′,e
_27N′を発生するようにテーブル化されている。46は割
込制御回路であって上記位相信号θに対応して所定の位
相で割込信号INTを発生し、マイクロプロセッサ（μ−
Ｐと以下略す）49に与えられる。47はマルチプレクサー
（MPXと以下略す）であって、交流電圧信号V_ac′，正群
の昇圧チョッパ電流の検出信号Ｉ_Ｐｂ，負群の昇圧チ
ョッパ電流の検出信号Ｉ_Ｎｂ，負荷電流の検出信号Ｉ
_Ｌｂ，両昇圧チョッパの両端の出力電圧検出信号Ｖ
_Ｃｂの各信号がμ−P49からの指令に従い、選択され
てA/D変換器48を介してμ−P49に与えられる。36はPWM
回路であってμ−P49の出力信号にもとづき、変調信号
を作りゲート増幅器37を介してスイッチ3P,3NへON信号
を与える。第７図（Ａ）に（第１の）ROMテーブル44及
び（第２の）ROMテーブル45の動作波形をアナログ的な
表現で示す。単相トランス41の１次側電圧e_w-vは交流電
源のＵ相電圧e_uに対して90゜進み位相であり、フィルタ
回路42で90゜位相の遅れた信号V_ac′は結局Ｕ相電圧e_u
と同相のものが得られる。その結果PLL回路43の出力信
号θは交流電源のＵ相電圧e_uと同期した信号になり、こ
の例ではアップカウントされたアナログ表現の波形を示
している。なお位相信号θは特にＵ相電圧に同期させな
ければならないとうものではなく、他の相の電圧に同期
させてもよく、またフィルタ回路42で90゜遅らせなけれ
ばならないということもない。（第１の）ROMテーブル4
4はこの位相信号θに対して３相の論理信号（e_u3,e_v3,e
_w3）を発生する。例えば論理信号e_u3では位相信号θが
０゜〜30゜,150゜〜210゜,330゜〜360゜間にハイレベル
「Ｈ」の信号を出力するようにテーブル化されている。
（第２の）ROMテーブル45は位相信号θに対して正及び
負の３相半波整流波形に相似の波形の出力信号を
e_27P′,e_27N′として出力するようにテーブル化されて
いる。例えば正の３相半波整流波形信号e_27P′では位相
信号θが０゜〜30゜間はcos（θ＋30゜）,30゜〜150゜
間はcos（θ−90゜）,150゜〜270゜間はcos（θ−210
゜）,270゜〜360゜間はcos（θ−330゜）の関数でテー
ブル化されている。割込制御回路46は位相信号θに対応
して割込信号INTをμ−P49に与え、この割込信号INTに
応じてμ−P49は演算処理を行い、この割込信号は複数
のものであってもよく、この場合の優先順位は次のよう
に一般に設けられる。例えばθ＝90゜の時点でのみ発生
する割込信号INT90゜30゜毎に発生する割込信号IN
T_30゜,360゜/256毎に発生する割込信号INT_PWMの３種類
の割込信号によって、第７図（Ｂ）に示す制御フローに
従ってμ−P49は演算を実行するが、基本的には第３図
のアナログ回路と同一演算をタイムシェアリングで行
う。なおPWM回路36の演算処理をμ−P49にて実行される
こともできる。また、電圧制御器29及び電流制御器35P,
35Nの演算ではP,PI,PIDなどの一般によく知られた古典
的制御論理による演算方法の他にデッドビート制御など
の現代制御理論による演算方法であってもよい。

第８図（ａ），（ｂ）に３相交流スイッチ７のスイッチ
手段としてゲートターンオフサイリスタを適用した場合
の回路例を示した。このスイッチ手段としてはゲートタ
ーンオフサイリスタ，トランジスタMOSFETなどの自己消
弧形半導体素子であってもよく、両方向に通電可能にす
る必要がある。第９図（ａ）はアーム素子（S_u,S_v,S_w）
としてゲートターンオフサイリスタを逆並列接続した例
である。第８図（ｂ）は単相ダイオードブリッジの直流
端間にゲートターンオフサイリスタを１個接続した例で
上記実施例と同様の効果を奏する。なお、この３相交流
スイッチ７のスイッチ手段の動作責務としては昇圧チョ
ッパのスイッチ手段3P,3Nに比べて低電流で低周波的の
ものでもよい。

また、負荷６として直流負荷のものを例にして示したが
直流−交流電力変換器（インバータ）を介して交流負荷
が接続されたものであってもよく、上記実施例と同様の
効果を奏する。

また、交流電源側に正群及び負群の昇圧チョッパ8P,8N
のスイッチング周波数に依存する交流電流の高調波成分
（一般にスイッチング周波数の整数倍の成分）を制御す
るためのフィルタが設けられてあってもよい。

〔発明の効果〕

以上のようにこの発明によれば、３相ブリッジ構成のダ
イオード整流器の直流出力側に２段にカスケード接続さ
れた昇圧チョッパを並列に接続するとともに、この昇圧
チョッパの中間点と３相交流電源間に両方向通電形の３
相交流スイッチを設け、各々の昇圧チョッパは対応する
極性の３相半波整流の電流波形と相似な電流波形の電流
を流すようにそれぞれ制御され、それぞれの昇圧チョッ
パの入力電流の差分を３相交流スイッチを介して３相交
流電流に流すようにして主回路部を構成し、その制御方
法として交流電流波高値基準信号の演算手段、３相半波
整流波形状の電流基準信号の演算手段、この電流基準信
号にもとづき昇圧チョッパによりダイオード整流器の
正、負極の出力電流を制御する手段、３相交流スイッチ
のON信号の論理演算手段とによって制御装置を構成する
ようにしたので、３相交流スイッチの動作により交流電
源の力率を１にできるばかりでなく、対応する極性の３
相半波整流の電圧波形と相似な電流波形の電流を流すよ
うにそれぞれ制御される昇圧チョッパを設けたことによ
り交流電源を正弦波状に制御でき、それにより出力電流
中の高調波電流を減縮した電力変換装置が得られる効果
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による電力変換装置の回路
構成図、第２図は第１図の動作を示す要部の波形図、第
３図はこの発明の一実施例による電力変換装置の制御装
置を示す回路構成図、第４図及び第５図は第３図の動作
波形図、第６図はこの発明の他の実施例による制御装置
を示す回路構成図、第７図（Ａ），（Ｂ）は第６図の動
作波形図及び制御フリー図、第８図は３相交流スイッチ
の具体例を示す回路図、第９図は従来の電力変換装置を
示す回路構成図、第10図は第９図の動作波形図である。図において1,10はダイオード整流器、2,2P,2Nはリアク
トル、3,3P,3Nは直流スイッチ、4,4P,4Nはダイオード、
5,5P,5Nはコンデンサ、６は負荷、７は３相交流スイッ
チ、8P,8Nは正群，負群の昇圧チョッパ、20P,20N,20Lは
電流検出器、21は電圧検出器、22,26は絶縁トランス、2
3は零クロスコンパレータ、24は排他的論理和回路、25,
37P,37N,37はゲート増幅器、27P,27Nは３相半波整流回
路、28は波高値検出器、30,34P,34Nは掛算器、31は割算
器、32は可変抵抗器、33は加算器、29は電圧制御器、35
P,35Nは電流制御器、36P,36NはPWM回路、37はゲート増
幅器、43はPLL回路、44,45は第１及び第２のROMテーブ
ル、49はマイクロプロセッサである。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】３相交流電源に接続された３相ブリッジ接
続のダイオード整流器と、前記ダイオード整流器の正極
及び負極出力端間に２段カスケード接続された正群及び
負群の昇圧チョッパと、前記両チョッパの接続中間点と
上記交流電源端間に接続された３相交流スイッチとを備
え、前記正群の昇圧チョッパは前記３相交流電源の正極
性の３相半波整流の電圧波形と相似な電流波形の電流を
流すように制御され、前記負群の昇圧チョッパは前記３
相交流電源の負極性の３相半波整流の電圧波形と相似な
電流波形の電流を流すように制御され、前記正群の昇圧
チョッパの入力電流と前記負群の昇圧チョッパの入力電
流との差分を前記３相交流スイッチを介して前記３相交
流電源に流すようにしたことを特徴とする電力変換装
置。
【請求項２】前記３相交流スイッチのスイッチ手段とし
てゲートターンオフサイリスタ，トランジスタ,MOSFET
などの自己消弧形半導体素子を用いるようにしたことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
【請求項３】前記３相交流スイッチの構成として自己消
弧形半導体素子を逆並列に接続したことを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
【請求項４】前記３相交流スイッチの構成として単相ブ
リッジの直流間にゲートターンオフサイリスタ等の自己
消弧形半導体素子を１組接続したことを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の電力変換装置。
【請求項５】３相交流電源に接続された３相ブリッジ接
続のダイオード整流器と、前記ダイオード整流器の正極
及び負極出力端間に２段カスケード接続された正群及び
負群の昇圧チョッパと、前記両チョッパの接続中間点と
上記交流電源端間に接続された３相交流スイッチと、前
記正群及び負群の昇圧チョッパ間に接続され直流電力に
よって駆動される負荷と、前記負荷の電流及び前記両昇
圧チョッパの両端電圧、前記交流電源の電圧波高値及び
前記両チョッパの両端電圧の基準から前記交流電源の電
流波高値を演算する交流電流波高値基準信号制御手段
と、上記交流電源に同期した正，負の３相半波整流波形
信号を導出する３相半波整流手段と、前記３相半波整流
手段による整流波形信号及び上記交流電圧波高値信号と
から上記正群及び負群の昇圧チョッパの電流基準を演算
する昇圧チョッパ電流制御手段と、前記昇圧チョッパ電
流制御手段による電流基準にもとづき上記正群及び負群
の昇圧チョッパの電流を制御する昇圧チョッパ素子制御
手段と、上記ダイオード整流器のアーム素子の通電休止
期間のみオン信号を発生する論理演算手段とを備え、前
記正群の昇圧チョッパは前記３相交流電源の正極性の３
相半波整流の電圧波形と相似な電流波形の電流を流すよ
うに制御され、前記負群の昇圧チョッパは前記３相交流
電源の負極性の３相半波整流の電圧波形と相似な電流波
形の電流を流すように制御され、前記正群の昇圧チョッ
パの入力電流と前記負群の昇圧チョッパの入力電流との
差分を前記３相交流スイッチを介して前記３相交流電源
に流すようにしたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】前記交流電流波高値基準信号制御手段を掛
算器，電圧制御器，割算器及び加算器等で構成したこと
を特徴とする特許請求の範囲第５項記載の電力変換装
置。
【請求項７】前記３相半波整流手段として３相交流電源
を１次とする絶縁トランスの各２次側端子にダイオード
を接続し、正負の３相半波整流信号を出力するようにし
たことを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の電力変
換装置。
【請求項８】前記昇圧チョッパ電流制御手段として３相
半波整流手段の出力信号を取込み掛算器を介した信号を
電流制御器によって制御するようにしたことを特徴とす
る特許請求の範囲第５項記載の電力変換装置。
【請求項９】前記昇圧チョッパ素子制御手段をパルス幅
変調回路及びゲート増幅器とで構成したことを特徴とす
る特許請求の範囲第５項記載の電力変換装置。
【請求項１０】前記論理演算手段をゼロクロスコンパレ
ータ，排他的論理和回路及びゲート増幅器とで構成した
ことを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の電力変換
装置。
【請求項１１】３相交流電源に接続された３相ブリッジ
接続のダイオード整流器と、前記ダイオード整流器の正
極及び負極出力端間に２段カスケード接続された正群及
び負群の昇圧チョッパと、前記両チョッパの接続中間点
と上記交流電源端間に接続された交流スイッチと、前記
３相交流電源に接続された絶縁トランスと、該絶縁トラ
ンスの２次電圧をフィルタ回路を介して零クロスコンパ
レータに導き、該零クロスコンパレータの出力より鋸歯
状波を出力するPLL回路と、前記PLL回路の出力を第１の
ROMテーブルに入力し、該ROMテーブルの出力を増幅して
３相交流スイッチのゲート信号として与えるゲート増幅
器と、前記フィルタ回路を介してマルチプレクサに導
き、該マルチプレクサよりA/D変換器を経て入力された
信号をディジタル処理するマイクロプロセッサと、前記
PLL回路の出力信号を受け並列に接続された第２のROMテ
ーブル及び割込制御回路と、前記第２のROMテーブル及
び割込制御回路の出力を前記マイクロプロセッサに入力
すると共に該マイクロプロセッサより出力されたディジ
タル信号をPWM回路を経て増幅し正群及び負群の昇圧チ
ョッパの直流スイッチのゲート信号として入力するゲー
ト増幅器とを備え、前記正群の昇圧チョッパは前記３相
交流電源の正極性の３相半波整流の電圧波形と相似な電
流波形の電流を流すように制御され、前記負群の昇圧チ
ョッパは前記３相交流電源の負極性の３相半波整流の電
圧波形と相似な電流波形の電流を流すように制御され、
前記正群の昇圧チョッパの入力電流と前記負群の昇圧チ
ョッパの入力電流との差分を前記交流スイッチを介して
前記３相交流電源に流すようにしたことを特徴とする電
力変換装置。
【請求項１２】前記PLL回路を零クロスコンパレータ,PL
L,電圧制御発振器及びカウンタとを有する回路で構成し
たことを特徴とする特許請求の範囲第11項記載の電力変
換装置。