JPH0322954B2 - - Google Patents

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JPH0322954B2
JPH0322954B2 JP58252334A JP25233483A JPH0322954B2 JP H0322954 B2 JPH0322954 B2 JP H0322954B2 JP 58252334 A JP58252334 A JP 58252334A JP 25233483 A JP25233483 A JP 25233483A JP H0322954 B2 JPH0322954 B2 JP H0322954B2
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JP
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echo
delay time
signal
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samples
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JP58252334A
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Bazazechi Baaman
Pieeru Josefu Arekushisu Roje
Berunaaru Ibu Gido Rowaku
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Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Original Assignee
Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
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Publication date
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Publication of JPH0322954B2 publication Critical patent/JPH0322954B2/ja
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/237—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using two adaptive filters, e.g. for near end and for end echo cancelling
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Measurement Of Unknown Time Intervals (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、送信路に生じる信号に応答して受信
路中に生じるエコー信号であつて、殆んど遅延し
ない近端エコーと、遅延した遠端エコーとより成
るエコー信号を相殺する為にトランシーバ装置内
に設けられたエコー消去回路であつて、送信路か
らの信号を受ける近端エコー消去器と、測定した
遠端エコー遅延時間にほぼ等しい遅延時間で送信
路からの前記の信号を受ける遠端エコー消去器と
を具えるエコー消去回路に用いられ、遠端エコー
のエコー遅延時間を測定するエコー遅延時間測定
方法に関するものである。
エコー消去器を、例えば両方向伝送回線に接続
されたデータ伝送変復調器に設けられたアダプテ
イブ装置とし、この変復調器の一方向送信路に供
給される信号に応答してこの変復調器の一方向受
信路に生じる不所望なエコーを自動的に相殺する
ようにすることは既知である。通常のエコー消去
器は一般に、送信信号に対し遅延しない或いはほ
んのわずか遅延し、送信信号が生じる瞬時に続く
40〜50ミリ秒の期間中に生じるおそれのあるエコ
ー信号を相殺するように設計されている。実際に
はこれらエコー消去器の特性はあらゆる国別のお
よび国際間の地上回線で生じるエコーを相殺する
のに充分である。
しかし国際通信はますますサテライト（通信衛
星）を介して行なわれるようになつている。２つ
の無線中継局間にサテライトリンクを有するこの
種類の回線においては、サテライトリンクの前の
回線部分中に発生し遅延しない或いはわずかに遅
延したエコーと、サテライトリンクの後の回線部
分中に発生し、従つて特にサテライトリンクにお
ける波伝搬時間に依存する可成りの遅延時間τだ
け遅延された遠端エコーとが変復調器の受信路中
に現われるおそれがある。サテライトが静止して
いるかしていないかに、また地上リンクにおける
変動に依存して、国際交換網においては遠端エコ
ーの遅延時間は約220〜630ミリ秒の範囲内で変化
するおそれがあるということが分つている。
それぞれが10ミリ秒或いは数十ミリ秒程度の比
較的短かい持続時間を有するも遅延時間τ程度の
長い期間だけ分離されている近端エコーおよび遠
端エコーを同時に相殺する為には、文献“IEEE
Transactions”、Vol、COM−25、No.７、
July1977、pp.654−666，“Ａ Passband Data
Driven Echo Canceller for Full−Duplex
Tranmission on Two−Wire Circuits”
（Sephan B.Weinstein氏著）から既知の前述した
構成のエコー消去回路を用いるのが有利である。
この構成のエコー消去回路は、近端エコーを相殺
する区分と、遅延時間τを擬似形成する遅延線
と、この遅延線に接続され遠端エコーを相殺する
回路区分とを具えている。この構成によれば、可
成り複雑な２つの従来のエコー消去器を用いうる
ようにするも、遠端エコーの遅延時間τを測定し
てこの情報を遅延線に導入する必要がある。上述
した文献では、この遅延時間を測定する為に、数
ミリ秒継続する1000Hzの正弦波信号より成るパル
スを送信路に供給し、これにより得られる遠端エ
コーの遅延時間をムービングウインドウ
（moving−window）パワー検波器で決定するこ
とが提案されている。しかしこの方法の場合、エ
コー遅延時間を測定するのに用いた信号が短時間
の間だけ送信されるものであり、このことは、通
信路を維持する為にこの通信路においてエネルギ
ーの送信を永続させておく必要があるサテライト
通信においては不利である。
本発明の目的は、上述した場合と全く異なる、
遠端エコーの遅延時間τを測定する方法、すなわ
ちエコーを発生させる為に、後に有効信号を送信
するのに用いるのと同じ種類の変調により送信し
うる特定のデータ列を用いる方法を提供せんとす
るにある。この方法は受信端でデジタル的に容易
に実行でき、完全に正確な精度で所望の正しい値
まで減少せしめうる遅延時間を得ることができる
ものである。
本発明は、送信路に生じる信号に応答して受信
路中に生じるエコー信号であつて、殆んど遅延し
ない近端エコーと、遅延した遠端エコーとより成
るエコー信号を相殺する為にトランシーバ装置内
に設けられたエコー消去回路であつて、送信路か
らの信号を受ける近端エコー消去器と、測定した
遠端エコー遅延時間にほぼ等しい遅延時間で送信
路からの前記の信号を受ける遠端エコー消去器と
を具えるエコー消去回路に用いられ、遠端エコー
のエコー遅延時間を測定するエコー遅延時間測定
方法において、 負値或いは零値の副ローブを有する周期的な自
己相関関数を有し、且つ測定すべき遅延時間の最
大値に少くとも等しい持続時間と、遅延時間の測
定に望ましい精度によつて決定される多数のデー
タ要素とを有する少くとも１つのデータ列を搬送
波の変調により送信するステツプと、 各データ列を送信した後に、次に送信するデー
タ列のデータと、受信信号を復調することにより
形成したデータとの間の相関関数を表わす順次の
サンプルをメモリ内に記憶するステツプと、 前記の相関関数の計算後で近端エコーに依存す
るおそれのあるサンプルの除去後に、前記の相関
関数の最大値に相当するサンプルを決定し、この
サンプルの順位から遠端エコーの遅延時間を求め
ることにある記憶サンプルの処理のスラツプと を有することを特徴とする。
図面につき本発明を説明する。
第１図に示すようにエコー消去回路を設けた変
復調器は送信路１および受信路２を具えており、
これら送信路および受信路は（ハイブリツド）結
合回路４を経て両方向伝送路３に結合されてい
る。
送信路１はエンコーダ５を具えており、このエ
ンコーダは端末（図示せず）から生じる送信すべ
き２進データをベースバンド信号Ｂに変換する。
このベースバンド信号Ｂは一般に複素信号であ
り、その位相および振幅の値は、クロツク信号発
生器７から生じるクロツク周波数Ｈで、送信すべ
き２進データの関数として変化し得る。この複素
信号Ｂは回路５０に供給され、この回路において
その位相が各周期１／Ｈで、送信に用いる搬送波
の位相変化分（この周期１／Ｈ中の）だけ進まさ
れる。有効データの伝送中は、値Δ1のこの位相
変化分は、位置ｒに設定されたスイツチ５１を経
て回路５０に供給される。回路５０から生じ、従
つて搬送波の位相変化分だけ進まされている複素
信号Ｄは有効データの送信中、位置ｒに設定され
ているスイツチ１７を経て複素信号用の帯域通過
フイルタ６に供給される。このフイルタ６の通過
帯域の中心は有効データの送信に用いる搬送波の
周波数に位置し、従つてこのフイルタ６はアナロ
グ変調された搬送波信号を生じ、この信号が送信
アクセス結合回路４に供給される。搬送波の変調
速度はクロツク周波数Ｈによつて決まる。例えば
８相変調を用いる標準の変復調器の場合には、変
調速度は1600ボーであり、搬送波の周波数は1800
Hzである。
結合回路４の受信アクセスでは、遠隔の変復調
器から生じるデータで変調され伝送路３を経て伝
送された搬送波信号のみが現われるようにする必
要がある。この受信アクセスは低域通過フイルタ
８を経て復調器９に与えられ、この復調器９が遠
隔の送信機で発生せしめられたベースバンドデー
タ信号を再生するようにする必要がある。復調器
９はデコーダ１０に接続されており、このデコー
ダ１０は遠隔の変復調器においてエンコーダ５に
対応するエンコーダによつて行なわれた作動とは
逆の作動を行ない、端末（図示せず）に対するデ
ータビツトを再生するようにする。
実際に、有効信号が送信路１を経て遠隔の変復
調器へ向けて送信されると、特に伝送路３の２線
−４線結合回路における不完全性によつて生じる
不所望なエコー信号が結合回路４の受信アクセス
側に現われ、受信路２におけるデータの再生に著
しく妨害を及ぼすおそれがある。前述したよう
に、伝送路３がサテライトリンクを有する場合に
は、不所望なエコー信号には、近端の変復調器と
サテライトリンクとの間で発生する非遅延近端エ
コーと、サテライトリンクと遠端の変復調器との
間で発生する遠端エコーとが同時に含まれるおそ
れがある。これら２種類のエコーは最大数十ミリ
秒のほぼ同じ長さであるが、遠端エコーは近端エ
コーに対して例えば220〜630ミリ秒の範囲で変化
するおそれのある遅延時間τを有する。
近端エコーと遠端エコーとより成るエコー信号
を経済的に相殺する為には、第１図に示す構成の
回路を用いることができる。この構成の回路は、
特に遅延線の機能を持つメモリ１１−１を具える
近端エコー消去器１１と、遅延線の機能を持つメ
モリ１２と、特に遅延線の機能を持つメモリ１３
−１を具える遠端エコー消去器１３とを有してい
る。これら３つの遅延線１１−１，１２および１
３−１は縦続接続されており、これら遅延線は回
路５０により搬送波の位相変化分だけ影響を受け
ているデータ信号を受ける。簡単の為に、回路１
１，１２および１３に供給される信号Ｄのサンプ
リング周波数が、変調速度を決定するクロツク周
波数Ｈに等しいものとする。実際に、サンプリン
グ周波数が周波数Ｈの複数倍である場合には、信
号Ｄを、各々がサンプリング周波数Ｈで同様に作
動する数個の同一回路の部分に亘つて時間的に分
布されているものとみなしうるということが分つ
ている。
近端エコー消去器１１は計算回路１１−２を具
えており、この計算回路は遅延線１１−１内に記
憶された信号Ｄのサンプルを制御回路１１−３で
決定された重みで重み付けされたものの合計を形
成する。遅延線１１−１は近端エコーの持続時間
にほぼ等しい遅延線τ1を生じる。遅延線１２はτ
−τ1にほぼ等しい遅延時間を生じ、従つて信号Ｄ
のサンプルは遠端エコーの遅延時間τにほぼ等し
い遅延時間で遅延線１３−１の入力端に到達す
る。遠端エコー消去器１３は計算回路１３−２を
具えており、この計算回路は遅延線１３−１内に
記憶された信号Ｄのサンプルを制御回路１３−３
で決定される重みで重み付けされたものの合計を
形成する。遅延線１３−１は遠端エコーの最大持
続時間にほぼ等しく、τ1と同程度の遅延時間τ2を
生じる。
回路１１−１，１１−２および回路１３−１，
１３−２はそれぞれトランスバザールフイルタを
構成し、これらの出力信号ε^pおよびε^lは加算器１
４に供給される。この加算器１４から生じる信号
ε^p＋ε^lは減算回路１５の（−）入力端子に供給さ
れる。この減算回路１５はその（＋）入力端子と
出力端子とを以つて結合回路４とフイルタ８との
間で受信路２内に挿入する。減算回路１５の出力
信号ｅは２つの制御回路１１−３および１３−３
にも供給し、近端エコー消去器１１および遠端エ
コー消去器１３のトランスバーサルフイルタの係
数を調整するようにする。これらの係数が適切に
調整された場合には、近端エコー消去器１１のフ
イルタから生じる信号ε^pが、受信路２に現われる
近端エコー信号εpに実際上等しくなり、遠端エコ
ー消去器１３のフイルタから生じる信号ε^lが、同
様に受信路２に現われる遠端エコー信号εlに実際
上等しくなる。従つて、減算回路１５の出力信号
ｅにおいては、近端および遠端エコーによる信号
εp＋εlは実際上相殺されている。エコー消去器１
１および１３のフイルタ係数の調整は例えば勾配
アルゴリズムに応じた反復法によつて行ない、差
信号ｅの平均２乗値を最小にするようにする。
しかし、この既知の構造のもので正しく作動さ
せる為には、遠端エコー消去器１３が遠端エコー
と同じ遅延時間τだけ遅延した信号Ｄに作用する
ようにする必要がある。本発明は、遠端エコー路
に応じて変化するこの遅延を測定する簡単で有効
な方法を提供するものである。
この本発明の方法は第２図の時間線図に応じた
時間順序で生じるステツプを有する。第２図の線
図２ａは、ステツプおよび中に送信路１で行
なう作動を示し、第２図の線図２ｂは、ステツプ
中に送信路１中の信号Ｄと受信路２中の信号Ｒ
とに基づいて行なう作動を示し、第２図の線図２
ｃは、ステツプ中に行なう処理を示す。
瞬時ｔ＝０から瞬時ｔ＝t1（線図２ａを参照）
までのステツプは、値が負或いは零の副ローブ
を伴なう周期的な自己相関関数を有する持続時間
Ｔのデータ列を搬送波の変調により送信路１を経
て送信することにある。このデータ列を送信する
場合、有効データ送信モードで用いたのと同じ搬
送波を用いることができ、この場合スイツチ５１
および１７は位置ｒを占める。しかし、後に説明
するように、このデータ列の送信に当つて、異な
る周波数を有する他の搬送波を用いるのが有利で
ある。この場合、スイツチ５１および１７は位置
ｔに設定する。この場合ベースバンド信号Ｂの位
相は回路５０において周期１／Ｈ中この他の搬送
波の位相変化分Δ2だけ増大し、これにより得ら
れた信号Ｄが複素信号用の帯域通過フイルタ１６
に供給される。このフイルタの通過帯域の中心が
この他の搬送波の周波数に位置する。送信したこ
のデータ列の持続時間Ｔは、測定すべき遅延時間
τの最大値に少くとも等しい。このデータ列にお
ける要素（エレメント）の個数は、遅延時間の測
定に望ましい精度によつて決定する。後に詳細に
説明するように、遅延時間の測定精度はデータ列
中の各要素の持続時間によつて決定する。
ステツプは第１図の回路１８において実行す
る。この回路１８はエンコーダ５から生じたベー
スバンド信号Ｂを受けるとともに、受信路２で受
信した信号Ｒをも受ける。このステツプ中に
は、ステツプ中に送信されたデータ列と同じ新
たなデータ列を瞬時t1から瞬時t2まで同様にして
送信する（線図２ａを参照）。これと同時に、こ
の新たに送信されたデータ列の持続時間Ｔ（線図
２ｂを参照）中に、新たに送信されたデータ列中
のベースバンドデータと、受信路２で受信した信
号を復調することにより形成された受信データと
の間の相関関数を計算する。この相関関数の順次
のサンプルをメモリ内に記憶する。線図２ｂに線
図的に示すように、計算され記憶されたサンプル
の中には、他のサンプルよりも大きな振幅を有す
る２つの特定のサンプル、すなわち、近端エコー
の為に瞬時t1の付近に生じるサンプルECpと、遠
端エコーの為に瞬時t1に対して、測定すべき遅延
時間τだけシフトした瞬時に生じるサンプルECl
とを見い出すことができる。
ステツプは第１図の回路１９で実行される。
このステツプは例えばステツプの直後で瞬時t2
から瞬時t3までに生じせしめることができる（線
図２ｃを参照）。このステツプは、ステツプ
中にメモリ内に記憶された相関関数の順次のサン
プルを処理し、近端エコーに依存しうるサンプル
の除去後に相関関数の最大値に相当するサンプル
を決定すること、すなわちこのサンプルの順位、
実際的にはメモリ内のこのサンプルの位置を決定
し、次に遠端エコーの遅延時間τを表わす情報を
生ぜしめることにある。遅延時間τの測定精度は
各相関関数要素の持続時間に、すなわち実際には
送信されたデータ列中の各要素の持続時間に依存
することを容易に理解しうるであろう。
遅延時間τを表わす情報はエコー消去回路の遅
延線１２に供給し、この情報に応じて遠端エコー
消去器１３に供給されるデータ信号Ｄを遅延させ
る。このエコー消去器１３の遅延線１３−１の遅
延時間長を決定する為に、遅延時間τの測定精度
を考慮する必要がある。
次に本発明による方法の種々のステツプをいか
にして実行しうるかを説明する。図面を明瞭とす
る為に、例えば、エコー消去回路と関連する変復
調器において、通常1800Hzの搬送波および1600ボ
ーの変調速度で８相変調を用いて有効データを送
信するものと仮定する。
ステツプおよび中に送信すべきデータ列の
場合、可能な第１の方法は最大長のデータ列とし
て分つているデータ列を用いることにある。２進
要素で表わした可能な長さは Ｎ＝2n−１ である。ここにｎは整数である。＋１ビツトおよ
び−１ビツトより成るこれらデータ列は周期的な
自己相関関数をし、この自己相関関数の主ローブ
は値Ｎを有し、副ローブはすべて値−１を有す
る。この種類の２進データ列をエンコーダ５に供
給すると、ベースバンド信号Ｂは実数となり、こ
のデータ列中のビツトが値＋１或いは−１である
かに応じて0゜或いは180゜の位相を有する。有効デ
ータ送信モードに対し1800Hzの搬送波を用いる場
合には、スイツチ５１および１７を位置ｒに設定
し、回路５０から生じるデータ信号Ｄが1/1600秒
の変調周期中の搬送波の位相変化分Δ1だけ移相
され、この信号Ｄがフイルタ６に供給されるよう
にする。しかし、後に説明するように、変調速度
に等しい搬送周波数、すなわち1600Hzを用いるの
がより一層有利である。この場合には、スイツチ
５１および１７を位置ｔに設定する。この搬送周
波数の場合、回路５０で用いる位相変化分Δ2は
360゜であり、ベースバンド信号Ｂに対するこの位
相変化分の作用はなくなつてデータ信号Ｄがフイ
ルタ１６に供給される。
データ列を送信することに関する他の可能な方
法は、副ローブがすべて零である周期的な自己相
関関数を有する多相データ列を用いることにあ
る。これらのデータ列としては、例えば米国特許
第3099796号明細書や文献“IEEE Transactions
on Information Theory”、July1972におけるD.
C.CHU氏著の“Polyphase code with good
periodic correlation properties”に記載されて
いるものを参照し得る。この種類のデータ列は複
素データより成り、ベースバンド信号Ｂを構成
し、このベースバンド信号Ｂが回路５０に供給さ
れて変調周期中の搬送波の位相変化分だけ移相さ
れる。例えば８相変調の場合、副ローブの値が零
の周期的な自己相関関数を有し長さがＮ＝64とな
つたデータ列が得られ、４相或いは２相変調の場
合長さがＮ＝16或いはＮ＝４となつたこの種類の
データ列が得られることを確かめることができ
た。
送信すべきデータ列（上述した２種類のいずれ
かのデータ列）の全持続時間Ｔは遠端エコーの遅
延時間τの最大値、例えば630ミリ秒に少くとも
等しくする必要がある。この遅延時間τを測定す
るに当つては、この測定を例えば±５ミリ秒の精
度で行なうようにすることができ、このことは
（上述したいずれかの種類の）データ列における
各要素が10ミリ秒の持続時間を有するようにする
必要があることを意味する。例えば、63要素の最
大長のデータ列或いは64要素の多相データ列を用
いることができる。この場合、これらの要素は
100Hzの速度、すなわち1600Hzの常規速度の1/16
倍の速度で送信する必要がある。遅延時間τを測
定するのに用いたデータ列の要素を100Hzの速度
でこのように送信する場合、常規作動中の回路と
同じ送信路中の回路を用いるようにする為に、送
信路中の回路を1600Hzの常規速度で作動させ、こ
れらデータ列における各要素に対し同じ値を16回
繰返すようにするのが有利である。
本発明による方法のステツプを実行する回路
１８は例えば第３図のように構成することができ
る。この回路１８は結合回路４の受信アクセス側
に現われる信号Ｒを受けるとともに、ステツプ
中に前述した種類の一方のデータ列により構成さ
れる送信路のベースバンド信号Ｂを受ける。
まず最初、受信信号Ｒを復調する必要がある。
この場合、同相送信搬送波と直角位相送信搬送波
とを用いて非同期（non−coherent）復調を行な
うことができる。遅延時間を測定するデータ列を
送信するのに用いた送信搬送波が変調速度（選択
した例ではＨ＝1600Hz）に等しい周波数を有する
場合には、信号Ｒの復調を第３図に示すように特
に簡単な方法で行なうことができる。受信信号Ｒ
は２つのサンプリング回路２０および２１に供給
し、これらサンプリング回路の一方、本例の場合
サンプリング回路２０を送信搬送波と同じ周波数
（1600Hz）および同じ位相を有するサンプリング
信号Ｅにより作動させ、他方のサンプリング回路
２１を、この信号Ｅと同じ周波数でこの信号Ｅに
対し1/4・1600秒の時間に相当する90゜の移相を行
なつたサンプリング信号E′により作動させる。搬
送波の周波数で回路２０および２１において行な
うサンプリングにより復調作動を実行しうるよう
になる。これらサンプリング回路２０および２１
の出力端には、送信したデータ列のスペクトルの
基本周波数（選択した例では1600Hz）よりも高い
周波数を有する成分を除去する為の低域通過フイ
ルタ２２および２３を接続する。従つて、サンプ
リング速度を変調速度Ｈ＝1600Hzに等しくした場
合、ベースバンドに移された受信信号の同相およ
び直角位相成分がこれら２つのフイルタ２２およ
び２３の出力端子に得られる。これらの成分をサ
ンプリング回路２４および２５に供給する。これ
らサンプリング回路２４および２５は、サンプリ
ング信号ＥおよびE′のように互いに同じ周波数を
有し互いに移相させたサンプリング信号Ｓおよび
S′により作動させる。サンプリング信号Ｓおよび
S′により決定するサンプリング周波数は送信され
たデータ列のデータ速度の少くとも２倍とする必
要がある。このデータ速度を100Hzとした選択し
た例では、200Hzのサンプリング周波数を用いる
ことができる。
従つて、２つのサンプリング回路２４および２
５の出力端には、同相および直角位相成分RPお
よびRqが得られ、これら２つの成分の双方を以
つて、200Hzの周波数でサンプリングされた複素
信号を形成する。この場合、この複素信号と、最
大長データ列或いは多相データ列より成る送信路
のベースバンド信号Ｂとの間の相関関数を計算す
る必要がある。後者の場合には、信号Ｂは複素デ
ータより成つており、相関関数の計算には、実数
部および虚数部が零とは異なる複素項の乗算が含
まれる。最大長データ列の場合には、信号Ｂは値
が＋１および−１の実数データを有し、相関関数
の計算には実数項の乗算のみが含まれる。説明を
簡単とする為に、第３図の説明の残りに対しては
最大長データ列を用いた場合のみを考慮する。信
号RpおよびRqは同じ構成の２つの相関器２６お
よび２７にそれぞれ供給し、またこれら相関器の
各々にはベースバンド信号Ｂをも供給する。上述
した理由で、最大長データ列が10ミリ秒の持続時
間を有する63個の要素より成る場合を考慮する。
相関器２６においては、200Hzでサンプリング
された信号Rpのサンプルをサンプリング回路２
８に直接供給するとともに遅延回路２９を経てサ
ンプリング回路３０に供給する。遅延回路２９は
１／２００秒に等しい遅延を生ぜしめ、これら２つの
サンプリング回路２８および３０はサンプリング
信号Ｓと同期した100Hzの周波数を有するサンプ
リング信号ｈにより作動させ、これらサンプリン
グ回路２８および３０がそれぞれ信号Rpの偶数
サンプルRp（Ｐ）および奇数サンプルRp(i)を100
Hzの速度で生じるようにする。これらの偶数およ
び奇数サンプルは相関器素子３１および３２にそ
れぞれ供給する。これら相関器素子３１および３
２にはベースバンド信号Ｂをも供給し、これら相
関器素子はメモリ３３を共通に用いる。これら相
関器素子３１および３２の構成は第４図を用いて
後に説明する。この第４図の説明から分るよう
に、瞬時t1から瞬時t2までのステツプ中相関器
素子３１はベースバンド信号Ｂと信号Rpの偶数
サンプルとの間の相関関数の63個の偶数サンプル
を形成する。このステツプ中、相関器素子３２
はベースバンド信号Ｂと信号Rpの奇数サンプル
との間の相関関数の63個の奇数サンプルを形成す
る。相関器素子３１によつて形成された63個の偶
数サンプルは瞬時t2でメモリ３３内の偶数アドレ
スに得られ、相関器素子３２によつて形成された
63個の奇数サンプルは瞬時t2でメモリ３３内の奇
数アドレスに得られる。メモリ３３内に記憶され
たこれら126個のサンプルは、メモリ３３に対す
る読出し信号ｌによる制御の下でこのメモリの出
力端子に直列に生ぜしめることができ、偶数サン
プルと奇数サンプルとが交互に現われる。これら
126個のサンプルは200Hzのサンプリング速度を有
する所望の相関関数の同相成分Cpを表わす。
信号Rqを処理する相関器２７は、相関器２６
の素子２９〜３３と同じで同様に接続された素子
２９′〜３３′を以つて構成する。サンプリング回
路２８′および３０′はサンプリング信号S′と同期
したサンプリング信号h′によつて作動させる。相
関器２７の作動は相関器２６の作動と同じであ
り、読出し信号ｌによる制御の下で、所望の相関
関数の直角位相成分Cqを表わす126個のサンプル
を200Hzのサンプリング速度でメモリ３３′の出力
端子に直列に生ぜしめることができる。
ステツプ中に形成された成分CpおよびCqの
サンプルが記憶されているメモリ３３および３
３′はこのステツプの終了時に同じ読出し信号
によつて好ましくは高速度で読出す。対応するサ
ンプルは同時に計算回路３４に供給され、この計
算回路により相関関数のモジユラスＣ、すなわち
量√2 P＋2 qを計算する。一般には、既知の方法
で計算した、この量の近似値で済ませることがで
きる。200Hzのサンプリング速度で形成した相関
関数のモジユラスＣの126個の順次のサンプルは
メモリ３６の位置に記憶させ、これらのサンプル
を本発明方法のステツプで用いうるようにす
る。メモリ３３および３３′内のサンプルの読出
しと、回路３４におけるモジユラスＣの126個の
サンプルの計算とを極めて迅速に行なうことがで
きるものとして、以後このステツプが実際に瞬
時t2で開始するものとする。
相関器素子３１，３２，３１′および３２′は同
一のものであり、例えば第４図のように構成しう
る。この第４図には、メモリ３３の部分３３pを
用いた相関器素子３１を示す。この相関器素子３
１は63個の素子のメモリ６０を用いており、この
メモリは他の相関器素子に対し共通にすることが
できる。このメモリ６０内には100Hzの速度で現
われるベースバンド信号Ｂの順次の要素が書込ま
れる。メモリ６０は、その63個の出力端子B1〜
B63に信号Ｂの、最後に書込まれた63個の要素が
生じるように構成配置する。これら出力端子B1
〜B63に現われる信号Ｂの要素は乗算器M1〜M63
の一方の入力端子に供給する。これら乗算器の他
方の入力端子では、これら乗算器のすべてが信号
Rpの偶数サンプル、すなわちサンプルRp（ｐ）よ
り成る同じ信号を受ける。乗算器M1〜M63の出
力端子に生じる積信号はゲートP1〜P63を経て加
算器A1〜A63の一方の入力端子に供給する。これ
らのゲートは信号ACにより制御し、瞬時t1から
瞬時t2までのステツプの期間中のみ導通するよ
うにする。加算器A1〜A63はメモリ素子m1〜m63
に接続して63個のアキユムレータを形成し、瞬時
t1から瞬時t2までの期間中に乗算器M1〜M63の出
力端子に形成された積信号がこれらアキユムレー
タに蓄積されるようにする。メモリ素子m1〜m63
は瞬時t1に生じるリセツトパルスRAZにより零に
リセツトする。従つて瞬時t2から開始して、信号
Ｂと信号Rpの偶数サンプルとの間の相関関数の
63個の偶数サンプルがメモリ素子m1〜m63に得ら
れる。これらメモリ素子m1〜m63のすべてを以つ
て相関器素子３１と関連するメモリ３３の部分３
３pを構成する。メモリ３３の部分３３iにおいて
も同様に、相関器素子３２（第４図には図示せ
ず）を用いて信号Ｂと信号Rpの奇数サンプルと
の間の相関関数の63個の奇数サンプルを形成する
ことができる。前述したように、メモリ３３にお
いて瞬時t2に得られるこれら偶数および奇数のサ
ンプルは読出し信号ｌによりメモリ３３の出力端
子に直列に且つ交互に生ぜしめられ、所望の相関
関数の同相成分Cpのサンプルを200Hzの速度で形
成しうるようになる。
回路１９で行なわれる本発明による方法のステ
ツプは、メモリ３６内に記憶されたサンプルを
処理してこれらサンプルから遠端エコーの遅延時
間τを推定することにある。
送信側で多相データ列を用いた場合には、この
処理作動を特に簡単にしうる。実際に、この種類
のデータ列に対する周期的な自己相関関数の特性
上、メモリに記憶されたサンプルはすべて、近端
エコーおよび遠端エコーにより生ぜしめられたも
のを除いて雑音は別として零値を有する。従つ
て、ステツプ中（瞬時t2から瞬時t3まで）の処
理を以下の作動を以つて構成しうる。
Γステツプ中で瞬時t′1から瞬時t2まで（第２図
の線図２ｂを参照）に計算されたサンプルＣ
の、メモリ３６からの読出し。ここにt′1は、
多くとも、近端エコーにより発生させられたサ
ンプルＣが存在しうる期間の最終瞬時とする。
Γ読出したサンプルＣ（従つてこれらサンプルは
遠端エコーのみの影響を受けている）の中か
ら、遠端エコーによつて発生させられた最大値
を有するサンプルの決定。
Γ最大値を有するサンプルの順位の関数として遠
端エコーの遅延時間τを決定すること。
送信側で最大値擬似ランダムデータ列が用いら
れている場合、この種類のデータ列の周期的な自
己相関関数が零でない副ローブを有するという事
実の為に、サンプルＣの処理はわずかに複雑とな
る。この場合の問題およびこの問題を解決する手
段を第５図の時間線図を用いて説明する。
第５図の線図５ａは、受信搬送波の位相を有す
る再生搬送波で受信信号Ｒを復調した場合に、ス
テツプの期間（t1〜t2）中に得られた相関関数
を表わす信号V1を線図的に示す。信号V1を表わ
す曲線は、瞬時tpで近端エコーによるピークを示
し、瞬時tlで遠端エコーによるピークを示してお
り、副ローブが負である最大長データ列が送信側
で用いられたという事実の為に、これら２つのピ
ークは、値−Vnを有する連続的な負のレベルよ
りも高く上昇する。近端エコーのレベルは遠端エ
コーのレベルに比べて極めて大きく（例えば
40dBの比を有する）、従つて連続レベル−Vnは
主として、変化するおそれのある近端エコーのレ
ベルに依存する。線図５ｂは、第３図につき説明
したように同相および直角位相送信搬送波を用い
て復調することにより計算した相関関数のモジユ
ラスＣを表わす信号V2を示す。信号V2の値は信
号V1の値の絶対値をとることにより得られる。
近端エコーおよび遠端エコーによる信号V2にお
けるピークは正の連続レベルVnのそれぞれの側
にある。遠端エコーにより生じるピークを決定す
るに当つて連続レベルVnの不可避な変動による
悪影響を除去する為に、メモリ３６から読出した
サンプルを回路１９において予備処理し、この処
理後に、零レベルを越えて上昇する遠端エコーに
よるピークのみがこの読出し信号中に現われるよ
うにすることができる。この予備処理後に得るべ
き理想的な信号V3を線図５ｃに示す。横座標に
沿う時間目盛りは相関の計算の為の実時間を表わ
す。
第６図は回路１９の一実施例を示し、この回路
１９は回路１８のメモリ３６から読出されたサン
プルを受け、上述した予備処理を行なう。回路１
９の入力端子に到来するこれらの読出しサンプル
はステツプの途中の瞬時t′1後に計算され、従
つてこれらのサンプルには近端エコーによるピー
クを含まないものとする。これらの条件の下で読
出された信号（この信号は実時間で瞬時t′1から
後の線図５ｂに示される信号V2である）はゲー
ト４１を経て回路４０に供給される。このゲート
４１は、適当な制御信号S′により、近端或いは遠
端エコーが生じない期間（t′1〜t′2）に実時間で
相当する期間中この信号V2を通すようになる。
瞬時t′1およびt′2は例えば瞬時t1から50ミリ秒およ
び200ミリ秒の瞬時である。回路４０はこれに供
給されたサンプルの平均値を形成し、従つて、連
続レベルVnを生じる。この連続レベルVnは減算
回路４２の（−）入力端子に供給され、この連続
レベルVnは実時間で瞬時t2までの処理の終了時
までこの（−）入力端子に維持される。読出され
た信号V2は、信号S′と相補を成す信号′により制
御されるゲート４３を経て減算回路４２の（＋）
入力端子にも供給する。従つて、読出された信号
V2は瞬時t′2から減算回路４２の（＋）入力端子
に供給される。この減算回路４２から生じる信号
は回路４６に供給し、この回路４６によりこの信
号の絶対値をとり、従つてこの回路４６から生じ
る信号が線図５ｃに実時間で示す信号V3に等し
くなる。信号V3のサンプルは比較回路４４を用
いてしきい値V0と比較する。サンプルがしきい
値を越えたという情報は回路４５に供給し、この
回路において遠端エコーの遅延時間τに相当する
このサンプルの順位を決定する。しきい値V0は
固定とせず、法則V0＝KVn（Ｋは制御すべき比例
係数である）に応じて、測定した連続レベルVn
に依存するようにするのが有利である。従つて、
伝送媒体中での雑音レベルに適合した可変しきい
値が得られ、これにより誤りの可能性が一定とな
る。一方、しきい値が固定の場合には、誤りの可
能性は伝送レベルに依存してしまう。信号V3の
サンプルはすべてしきい値V0と比較し、サンプ
ルがしきい値を越えるたびに回路４５がこの新た
な超過分の振幅を前の超過分の振幅と比較し、前
者の振幅の方が大きい場合に、この回路４５がこ
の新たな超過分の振幅を記憶し、その順位を決定
する。それ以外の場合は前の超過分が維持され
る。
第６図に示す回路１９は、送信側で多相データ
列を用いた場合にも適している。しきい値を用い
ている為に、遠端エコーにより発生させられるサ
ンプルを決定する際の雑音の影響を完全に除去す
ることができる。
上述した本発明による方法およびこれに対応す
る装置は、第１のデータ列を送信し、これに続い
て第２のデータ列を送信する際に、この第２のデ
ータ列の送信途中で相関関数サンプルを計算し、
これらサンプルをステツプで処理する場合に対
するものである。しかし、この処理中の信号対雑
音比を高める為に、第１データ列の後にある個数
の他のデータ列を送信し、これら他のデータ列の
各々の送信途中で相関関数サンプルを計算し、こ
れら他のデータ列の送信途中で計算した対応する
サンプルを、前述したようにステツプで処理す
る前に積分するようにすることもできる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明による方法を適用したエコー
消去回路を設けたデータ伝送変復調器を示すブロ
ツク線図、第２図は、本発明による方法のステツ
プの時間列を示す線図、第３図は、本発明による
方法の第２ステツプを実行する回路の一実施例を
示す回路図、第４図は、第３図に示す例に用いた
相関器素子を示す回路図、第５図は、第３ステツ
プ中に行なう処理を説明する為の時間線図、第６
図は、この第３ステツプを実行する回路の一実施
例を示す回路図である。 １……送信路、２……受信路、３……両方向伝
送路、４……結合回路、５……エンコーダ、６，
１６……帯域通過フイルタ、７……クロツク信号
発生器、８，２２，２３……低域通過フイルタ、
９……復調器、１０……デコーダ、１１……近端
エコー消去器、１１−１，１２，１３−１……遅
延線、１１−２，１３−２……計算回路、１１−
３，１３−３……制御回路、１３……遠端エコー
消去器、１４……加算器、１５……減算回路、２
０，２１，２４，２５，２８，２８′，３０，３
０′……サンプリング回路、２６，２７……相関
器、２９，２９′……遅延回路、３１，３２，３
１′，３２′……相関器素子、３３，３３′，３６，
６０……メモリ、３４……計算回路、４０……平
均値形成回路、４１……ゲート、４２……減算回
路、４４……比較回路、４６……絶対値回路、
M1〜M63……乗算器、P1〜P63……ゲート、A1〜
A63……加算器、m1〜m63……メモリ素子。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 送信路に生じる信号に応答して受信路中に生
    じるエコー信号であつて、殆んど遅延しない近端
    エコーと、遅延した遠端エコーとより成るエコー
    信号を相殺する為にトランシーバ装置内に設けら
    れたエコー消去回路であつて、送信路からの信号
    を受ける近端エコー消去器と、測定した遠端エコ
    ー遅延時間にほぼ等しい遅延時間で送信路からの
    前記の信号を受ける遠端エコー消去器とを具える
    エコー消去回路に用いられ、遠端エコーのエコー
    遅延時間を測定するエコー遅延時間測定方法にお
    いて、 負値或いは零値の副ローブを有する周期的な自
    己相関関数を有し、且つ測定すべき遅延時間の最
    大値に少くとも等しい持続時間と、遅延時間の測
    定に望ましい精度によつて決定される多数のデー
    タ要素とを有する少くとも１つのデータ列を搬送
    波の変調により送信するステツプと、 各データ列を送信した後に、次に送信するデー
    タ列のデータと、受信信号を復調することにより
    形成したデータとの間の相関関数を計算し、この
    相関関数を表わす順次のサンプルをメモリ内に記
    憶するステツプと、 前記の相関関数の計算後で近端エコーに依存す
    るおそれのあるサンプルの除去後に、前記の相関
    関数の最大値に相当するサンプルを決定し、この
    サンプルの順位から遠端エコーの遅延時間を求め
    ることにある記憶サンプルの処理のステツプと を有することを特徴とするエコー遅延時間測定方
    法。 ２ 特許請求の範囲１記載のエコー遅延時間測定
    方法において、送信路で搬送波を変調するのに用
    いた前記のデータ例を、値＋１或いは−１を有す
    るデータ要素の最大長擬似ランダムデータ列とす
    ることを特徴とするエコー遅延時間測定方法。 ３ 特許請求の範囲１記載のエコー遅延時間測定
    方法において、送信路で搬送波を変調するのに用
    いる前記のデータ列を、周期的な自己相関関数が
    零値の副ローブを有するような複素データ要素よ
    り成るデータ列とすることを特徴とするエコー遅
    延時間測定方法。 ４ 通常変調速度Ｈで搬送波を変調することによ
    りデータを送信する変復調器に用いる特許請求の
    範囲１〜３のいずれか１つに記載のエコー遅延時
    間測定方法において、前記のデータ列における各
    データ要素の持続時間をｍ／Ｈ（ｍは整数）に等
    しくし、前記のデータ列の送信を、変調速度Ｈで
    搬送波を変調し前記のデータ列における各データ
    要素に対し同じデータ値をｍ回繰返すことにより
    行なうことを特徴とするエコー遅延時間測定方
    法。 ５ 特許請求の範囲４記載のエコー遅延時間測定
    方法において、前記のデータ列の送信に用いる搬
    送波の周波数を変調速度Ｈに等しくすることを特
    徴とするエコー遅延時間測定方法。 ６ 送信路に生じる信号に応答して受信路中に生
    じるエコー信号であつて、殆んど遅延しない近端
    エコーと、遅延した遠端エコーとより成るエコー
    信号を相殺する為にトランシーバ装置内に設けら
    れたエコー消去回路であつて、送信路からの信号
    を受ける近端エコー消去器と、測定した遠端エコ
    ー遅延時間にほぼ等しい遅延時間で送信路からの
    前記の信号を受ける遠端エコー消去器とを具える
    エコー消去回路に用いられ、遠端エコーのエコー
    遅延時間を測定するエコー遅延時間測定装置にお
    いて、 同相および直角位相送信搬送波を用いて受信信
    号を復調し、従つて受信信号の同相および直角位
    相の２つのベースバンド成分を形成する手段と、 前記の２つの成分を周波数2H／ｍ（ｍは整数）
    でサンプリングする手段と、 各送信データ列に続く新たなデータ列と、前記
    の２つの成分により形成される複素信号との間の
    周期的な相関関数のモジユラスのサンプルを計算
    する手段と、 前記の相関関数のモジユラスの順次のサンプル
    を記憶するメモリと を具えたことを特徴とするエコー遅延時間測定装
    置。 ７ 特許請求の範囲６記載のエコー遅延時間測定
    装置において、順次の数個のデータ列を送信する
    場合、前記のエコー遅延時間測定装置が、順次の
    データ列の送信中に計算した前記の相関関数のモ
    ジユラスの対応するサンプルを積分し、積分した
    これらサンプルが前記のメモリ内に記憶されたサ
    ンプルを構成するようにする手段を具えたことを
    特徴とするエコー遅延時間測定装置。 ８ 特許請求の範囲６または７記載のエコー遅延
    時間測定装置において、前記のデータ列を送信す
    るのに用いる搬送波の周波数を変調速度Ｈに等し
    くする場合に、受信信号を復調する前記の手段
    は、周波数がＨで互いに90゜移相された２つのサ
    ンプリング信号で受信信号を復調する２つのサン
    プリング回路を以つて構成されていることを特徴
    とするエコー遅延時間測定装置。 ９ 特許請求の範囲６〜８のいずれか１つに記載
    のエコー遅延時間測定装置において、搬送波を変
    調するのに用いるデータ列の周期的な自己相関関
    数が零値の副ローブを有する場合に、前記のエコ
    ー遅延時間測定装置が、 近端エコーの無い所定の期間中に形成されたサ
    ンプルを前記のメモリから読出す手段と、 読出したサンプルをしきい値と比較する手段
    と、 前記のしきい値を越えるサンプルの順位を決定
    する手段と を具えたことを特徴とするエコー遅延時間測定装
    置。 １０ 特許請求の範囲６〜８のいずれか１つに記
    載のエコー遅延時間測定装置において、搬送波を
    変調するのに用いるデータ列の周期的な自己相関
    関数が負或いは零値の副ローブを有する場合に、
    前記のエコー遅延時間測定装置が、 近端エコーの無い所定の期間中に形成されたサ
    ンプルを前記のメモリから読出す手段と、 近端エコー或いは遠端エコーの無い所定の期間
    中に形成された読出しサンプルの平均値を形成す
    る手段と、 遠端エコーのみが生じるおそれのある所定の期
    間中に、読出しサンプルと前記の平均値との差の
    サンプルを形成する手段と、 前記の差のサンプルの絶対値をしきい値と比較
    する手段と、 前記のしきい値を越える最大絶対値を有する差
    のサンプルの順位を決定する手段と を具えたことを特徴とするエコー遅延時間測定装
    置。 １１ 特許請求の範囲１０記載のエコー遅延時間
    測定装置において、前記のしきい値を前記の平均
    値に比例させるようにしたことを特徴とするエコ
    ー遅延時間測定装置。
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