JPH03230792A - ブラシレスモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、モータの回転子の位置を検出する位置検出手
段のないブラシレスモータ駆動装置に関するものである
。

従来の技術 近年、映像、音響等の機器、更にはフロッピーディスク
、ハードディスク等のＯＡ種機器ドライブ装置にブラシ
レスモータが使用されている。これらのブラシレスモー
タとしては、２相或は３相の半波駆動方式または全波駆
動方式が主流を占めているが、一般にこの種のブラシレ
スモータにはホール素子等の回転子の位置を検出する位
置検出素子が必要である。

従来から、位置検出素子を削除しようとする試みが数多
く行われており、特公昭５６−３３９５３号（以下文献
ｌと称す）には、最初は自走をの３相のマルチバイブレ
ータの出力信号によって各相巻線への通電状態を切り換
え、回転子が回転してからは：（相の固定子巻線の内の
通電休止中の巻線に現れる発電波形を利用して各相巻線
への通電状態を切り換えるように構成された駆動回路が
示されている。

発明が解決しようとする課題 しかしながら、前記文献１に示された装置では、各巻線
への電流切り換えが急峻に行われ、その結果、不必要な
振動や騒音、サージパルスによる電気雑音が発生すると
いった不都合がある。この問題を解決するために各相巻
線にコンデンサが接続されることがあるが、この場合は
比較的大容量のコンデンサが複数必要となり、部品点数
の増加や実装面積の増大等の不都合が発生する。

また、特開昭６０−２２６７８８号（以下文献２と称す
）には、位置検出素子を１個使用するが、論理回路の出
力信号にコンデンサにより傾斜を付け、これを利用して
各巻線への電流切り換えを滑らかにする技術が示されて
いるが、この文献２に示された装置では、各巻線への電
流の傾斜部分の時間が回転数によらず一定であるが、モ
ータの回転数により各巻線への電流の傾斜部分の電気角
が変化するため、各巻線への電流切り換えを滑らかにす
ることによる効果が一定でないという不都合を有してい
る。

本発明は上記課題に鑑み、位置検出手段がないブラシレ
スモータにおいて、モータの回転数によらず一定の通電
角で各巻線への電流切り換えを滑らかに行い、大容量の
コンデンサが不要で、騒音、振動の少ないブラシレスモ
ータ駆動装置を提供することを目的とするものである。

課題を解決するための手段 本発明のブラシレスモータ駆動装置は、複数相のモータ
駆動コイルと、前記駆動コイルに接続された複数個の駆
動トランジスタと、モータのトルク指令信号を発生する
指令信号発生手段と、前記指令信号発生手段の出力信号
を分配信号により前記複数個の駆動トランジスタに順次
分配する分配手段と、前記分配信号の立ち上がりと立ち
下がりを滑らかにするスロープ信号を発生するスロープ
信号発生手段と、前記分配手段と前記スロープ信号発生
手段に適当な周波数の信号を入力する電圧制御発振手段
と、前記駆動コイルの通電休止期間において前記駆動コ
イルに発生する逆起電圧と前記分配信号との位相差を検
出する位相誤差検出手段と、前記位相誤差検出手段の出
力を増幅し前記電圧制御発振手段へ入力する誤差増幅手
段とを備えたことを特徴とするものである。

作用 本発明によると、指令信号発生手段がモータのトルク指
令信号を発生し、分配手段が指令信号発生手段の出力信
号を分配信号により複数個の駆動トランジスタに順次分
配し、スロープ信号発生手段が分配信号立ち上がりと立
ち下がりを滑らかにするスロープ信号を発生し、電圧制
御発振手段が分配手段と前記スロープ信号発生手段に適
当な周波数の信号を入力し、位相誤差検出手段が前記駆
動コイルの通電休止期間において前記駆動コイルに発生
する逆起電圧と前記分配信号との位相差を検出し、誤差
増幅手段が前記位相誤差検出手段の出力を増幅し前記電
圧制御発振手段へ入力する。

そのため、位置検出手段なしでモータを駆動することが
でき、更に、モータの回転数によらず一定の通電角で各
巻線への電流切り換えを滑らかに行うことができるため
、起動時から定常回転時まで常に騒音や振動を低減する
ことができる。

実施例 以下に、本発明の実施例について、図面を参照しながら
説明する。

第１図は、本発明の一実施例のブラシレスモータ駆動装
置の回路図を示したものである。ここでは本発明の応用
の好適な例として、３相全波電流駆動のブラシレスモー
タ駆動装置の例を示す。図において、ｌ、２．３はモー
タ駆動コイル、１０．１１．１２、及び１３．１４．１
５はそれぞれ吐き出し側、吸い込み創出力トランジスタ
、２０は位相誤差検出手段の一例としての位相誤差検出
器、３０は誤差増幅手段の一例としての誤差増幅器、４
０は電圧制御発振手段の一例としての電圧制御発振器、
５０は電圧制御発振器４０の出力する信号をクロックと
して各ブロックへそれぞれを制御する信号を合成する論
理回路、７０は分配信号ζこより駆動トランジスタに駆
動信号を順次分配する分配手段の一例としての分配回路
、６０は分配信号の立ち上がりと立ちｆがりを滑らかに
するスａ−ブ信号を発生するスロープ信号発生回路の一
例としてのスロープ信号発生回路、８０はモータのトル
ク指令信号を発生する指令信号発生手段の一例としての
指令信号発生回路、１００は吐き出し創出力トランジス
タを駆動する信号を発生する吐き出し創出力トランジス
タ制御回路、９０と９１はそれぞれ吐き出し側、吸い込
み創出力トランジスタのベース電流を提供する増幅器、
８１は電流検出用の抵抗である。

第２図は、本発明の動作原理を説明するための図であり
、駆動コイル逆起電圧と駆動コイル通電波形の位相関係
を示すものである。第２図（ａ）は、前記逆起電圧（破
線部）と前記通電波計（実線部）の位相関係が最適状態
にある場合であり、同図（ｂ）、　（ｃ）は位相角ψだ
け最適状態からずれた場合を示している。ここで第１図
において、電圧制御発振器４０の出力はスロープ合成器
６０、分配回路７０、駆動トランジスタｌＯ〜１５を通
して駆動コイル１〜３に伝達されている。従って前記電
圧制御発振器４０の出力と前記駆動コイル１〜３０通電
波形には一定の位相関係が存在する。

即ち、電圧制御発振器の発振周波数及び位相を制御する
ことにより、駆動コイル逆起電圧と駆動コイル通電波形
の位相差を制御することが可能となる。そこで、第２図
（ｂ）、　（Ｃ）に示したように、駆動コイル逆起電圧
と駆動コイル通電波形との間に位相角ψのずれを生じた
場合、その位相誤差ψを１ｉ２相誤差検出器２０及び誤
差増幅器３０により検出増幅し、ψが零となるよう電圧
制御発振器４０の発振周波数及び位相を制御する位相制
御ループを設けることにより、第２図（ａ）に示すよう
な最適通電状態を確保することが可能となり、モータが
駆動されるものである。

この位相誤差検出器２０の具体的な構成としては、例え
ば第３図に示したようなものが考えられる。

第３図において、第１図と同一機能を有する部分は同一
記号を付す。即ち、駆動コイルｌ、２．３の一端ＡＩ、
Ａ２、Ａ３はそれぞれバッファ回路２１．２２．２３に
入力され、前記バッファ回路２１．２２．２３の出力Ａ
ｌ［Ｉ、Ａ２ｅ、Ａ３θはそれぞれ抵抗２４．２５．２
６を介して共通接続され、その共通接続点Ｎｏは比較回
路１００．１２０．１４０の反転入力端子と比較回路１
１０．１３０．１５０の非反転入力端子に接続されてい
る。

前記バッファ回路２１の出力Ａｌ１１は前記比較回路１
００の非反転入力端子と前記比較回路１１０の反転入力
端子に接続され、前記バッファ回路２２の出力Ａ２１Ｉ
は前記比較回路１２０の非反転入力端子と前記比較回路
１３００反転入力端子に接続され、前記バッファ回路２
３の出力Ａ３ＩＩは前記比較回路１４０の非反転入力端
子と前記比較回路１５０の反転入力端子に接続されてい
る。前記比較回路１００，１１０．１２０．１３０．１
４０．１５０の各出力は、トランジスタ１０１．１１１
．１２１．１３１，１４１．１５１によるオープンコレ
クタ出力であり、前記トランジスタ１０１．１１Ｌ　　
１２Ｌ　　１３１．１４１．１５１の各コレクタは共通
でトランジスタ１６１のコレクタに接続され、１ｑ相誤
差検出器出力ＰＤをなしている。

前記トランジスタ１６１のベースはトランジスタ１６２
のベース及びコレクタに接続されると共にトランジスタ
１６４のコレクタと定電流源として動作するトランジス
タ１６９のコレクタに接続されている。前記トランジス
タ１６２のエミッタは抵抗１６３を介して安定化電源電
圧Ｖｒｅｇが印加され、前記トランジスタ１６１　１６
４、のエミッタは前記安定化型Ｒ電圧Ｖｒｅｇが印加さ
れている。前記トランジスタ１６４のベースは抵抗１６
６を介して同エミッタに接続されると共に抵抗１６５を
介してエミッタ接地されたトランジスタ１６７のコレク
タに接続されている。前記トランジスタ１６７０ベース
は抵抗１６８を介して論理回路６０の出力ＳｌＩが接続
されている。前記論理回路６０の他の出力１〕１、Ｕｌ
、Ｄ２、Ｕ２、Ｄ３、Ｕ３はそれぞれ抵抗１７１．１７
３．１７５．１７７．１７９．１８１を介してエミッタ
接地されたトランジスタ１７０．１７２．１７４．１７
６．１７８．１８０の各ベースに接続され、前記トラン
ジスタ１７０．１７２．１７４．１７６．１７Ｂ、１８
０の各コレクタはそれぞれ前記トランジスタ１０１，１
１１．１２１，１３１，１４１．１５１の各ベースに接
続されている。

以上のように構成された位相誤差比較器２０について、
以下その動作を説明する。

第４図は、その動作説明図であり、駆動コイルｌに関し
て、その逆起電圧と通電波形との位相誤差検出の様子を
示したものである。第１図、第３図、第４図において、
駆動コイル１は電圧制御発振器４０の出力ｆと同期した
信号Ｈ１，Ｌｌを通電指令信号として通電されている。

従ってＨｌ、Ｌｌ共に出力されていない期間は通電休止
期間であり、この間駆動コイル通電波形ＡＩは逆起電圧
ｅｌと一致している。第４図により通電休止期間はＨｌ
がＬＯＷレベルとなってからＬｌの立ち上がりまでの期
間で、ｆの２クロツクにあたる。ＬｌがＬＯＷレベルと
なってからＨｌが立ち上がるまでの期間においても同様
に通電休止期間が存在するが、説明を簡単にするため、
前者の観月間のみを考える。

通電休止期間において、各駆動コイルの中性点電圧Ｎ８
と駆動コイル通電波形ＡＩを比較すると、Ａ１と駆動コ
イル逆起電圧ｅ１どの位相差ψが零の時、Ｎ８とＡＩは
通電休止期間の中央、即ち）ＴＩがＬＯＷレベルとなフ
てからｆのｌりσツク後に一致する。また、ＡＩがｅｌ
に対して位相差ψだけ遅れた場合、ＮｌＩとＡＩはＨｌ
がＬＯＷレベルとなってからｆの１クロツク後以前に一
致し、ＡＩがｅｌに対して位相差ψだけ進んだ場合、Ｎ
８とＡＩはＬｌがＬＯＷレヘレベなってからｆの１クロ
ツク後以後に一致する。従って、ＬｌがＬＯＷレヘレベ
なってからｒのｌクロック後においてＡＩとＮθを比較
することによりＡ１とｅｌの位相関係を知ることができ
る。従って、位相差ψを検出する方法として、Ｉ（ｌが
ＬＯＷレベルとなってから［のｌクロック後を基準に適
当な幅を持った位相誤差検出パルス信号Ｄ１を発生させ
、Ｄ１発生時にのみＮｌＩとＡＩを比較することにより
、位相差ψに応じたデユーティ−を有する比較器出力Ｐ
Ｄａ＋を得ることができる。第４図では、ＤＩはＨｌが
ＬＯＷレベルとなってからｆの１クロツク後を基準にｆ
の±１／２クロックのｕＭ閏に発生し、ＡＩがｅｌに対
して位相角ψだけ進んだ場合を示している。

以上、駆動コイル１の通電波形ＡＩに対して、ＨｌがＬ
ＯＷレベルとなってからＬｌが立ち上がるまでの間の通
電休止期間を利用した位相差ψの検出についてその動作
原理を説明したが、ＡＩに対して他の通電休止期間、即
ちＬｌがＬＯＷレベルとな）てからＨｌが立ち上がるま
での期間、及び他の駆動コイル２．３０通電波形Ａ２、
Ａ３においても同様に検出でき、本実施例においてはこ
れら全てを合成することにより位相誤差検出器出力ＰＤ
を得ている。

以上のようにして、電圧制御発振器４０の出力とモータ
駆動コイル１〜３に発生する逆起電圧との位相誤差信号
を出力しているが、この位相誤差信号を誤差増幅器３０
で増幅した後電圧制御発据器４０にフィードバックさせ
るループを構成することにより、電圧制御発振器４０の
出力とモータ駆動コイル１〜３に発生する逆起電圧との
位相を一致させることができ、電圧制御発振器４ｏの出
力よりモータ駆動コイル１〜３への通電を制御すること
によりいわゆるセンサレス駆動を行うことができる。

さて、本発明ではモータ駆動コイル１〜３に発生する逆
起電圧に同期した電圧制御発振器４ｏの出力信号を利用
して、モータ駆動コイルｌ〜３に供給する電流のスロー
プ部分の電気角をモータの回転数によらず一定であるオ
ーハーラ・ツブ駆動を可能にしているが、以下にこの部
分についての説明を行う。

第５図は、電圧制御発振器４ｏの出力とモータ駆動コイ
ル１〜３に発生する逆起電圧とが位相同期した場合の各
部の波形を示したものである。図において、ｆは電圧制
御発振器４ｏの出力信号（ａ）、ｆ／２、ｆ／４はそれ
ぞれ「を１／２．１／４分周した信号（ｂ）、　（ｃ）
、ＮＳＩ、ＮＯＩ、ＮＥｌ、Ｐｓｉ、ｐｏｉ、ＰＥＩは
論理回路により合成された信号（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）
、　（ｇ）、（ｈ）、　（ｉ）であるがモータ駆動コイ
ルの第１相への供給電流を制御する分配信号を合成する
ための１８号であり、ＤＩ、Ｕｌ　（ｊ）、　（ｋ）は
モータ駆動コイル１〜３の第１相の逆起電圧の、それぞ
れ、立ち上がり時の位相誤差を出力する期間を指定する
信号と、同じく立ち上がり時の位相誤差を出力する期間
を指定する信号である。

第６図は、電圧制御発振・器４０の回路構成例である。

図において、４３１は直流電源、４０１は誤差増幅器３
０の出力電圧ＥＡＯを電流に変換する電圧電流変換器、
４００は誤差増幅器３０の出力電圧がないときに発振器
を動作させるための電流源、４０２．４０３．４０４．
４０５は前記電圧電流変換器の出力電流を入力とするカ
レントミラーを構成するトランジスタ、４１０は前記カ
レントミラーの出力電流により充電、放電が行われ、両
端に鋸波状の電圧を発生する容量、４３０は基準電圧源
、４２８．４２９は発振振幅を決定する抵抗と電流源、
４１Ｂ、４１９はコンパレータを構成するトランジスタ
である。発振周波数は（■ｆ＋Ｉｒｎ１ｎ）／　（２１
ｖ・Ｒｖ−Ｃ）となり、その結果トランジスタ４２４の
コレクタには誤差増幅器３０の出力電圧ＥＡＯに比例し
た周波数の矩形波信号が現れるが、この信号がクロック
信号として論理回路５０に入力される。また、トランジ
スタ４０３．４０４．４０５のベースラインは電圧制御
発振器４０の発振周波数を決定する電流を供給する共通
ベースラインになっているため、後述のスロープ信号発
生回路６０に入力される。

第７図は、そのスロープ信号発生回路６０の具体的な回
路構成例を示した図である。第７図において、４０は電
圧制御発振器、５０は論理回路、２３７は両端にスロー
プ信号が現れる容量、２４０はオペアンプ回路である。

トランジスタ２３１には第５図に示す信号Ａ、即ち電圧
制御発振器４０の出力信号の１／４０周波数の矩形波が
入力され、ＡがＨ［（、Ｈ（７）時には容１１２３７は
電流Ｉｆで充電され、ＡがＬＯＷＯ時には４１ｆの電流
で放電される。その結果、容量２３７には第５図のＶ　
ｓ　ｗ　（１）のような鋸波状が現れる。２４０がオペ
アンプ回路であるため、抵抗２４２の一端の電圧Ｖｓｗ
は第７図（ｂ）と同じ電圧が発生し、ｌ５ｗ１、ｌ５ｗ
２はＶｓｗをオペアンプ回路２４０とＲｓｗにより電圧
−電流変換した結果の電流となる。

この様にして、電圧制御発振器４０の出力信号と同じ周
波数であるスロープ信号が合成されるが、この信号を利
用して台形波の電流をモータに供給することができる。

第８図は、そのための分配信号を合成する分配信号発生
回路の回路構成例であり、第９図は分配回路の回路構成
例であり、また、第１０図（ａ）は、分配信号発生回路
と動作説明図であり、第１θ図（ｂ）は、分配回路の動
作説明図である。

第８図において、Ｉｐｌ、Ｉｐ２、Ｉｐ３はそれぞれ第
１相、第２相、第３相の駆動トランジスタを制御するた
めの分配信号であり、第８図に示す分配信号発生回路か
ら吐き出される方向を正、第８図に示す分配信号発生回
路に吸い込まれる方向を負とすると、正の分配信号は吸
い込み側出力トランジスタを制御し、負の分配信号は吐
き出し側出力トランジスタを制御するように構成されて
いる。分配信号１ｐｌ、Ｉｎ２、Ｉｎ３は第８図のｌ５
ｗ１、ｌ５ｗ２、Ｉｏｌ、Ｉｏ２を論理回路の出力信号
で制御されるタイミングで加算減算することにより合成
される。例えばＩ　Ｉ）　］の正の信号はＮｏｌがＨ［
ＧＨの期間１ｏ２を出力し、その信号にＮＳＩがＨＩ　
Ｇ　Ｈの期間１　ｓ　ｗ　２を加算し、ＮＥＩがＨＩＧ
Ｈの期間１　ｓ　ｗ　１を減算した結果合成される１を
号である。ここでＮＳＩが［ＩＩＧＨの期間とＮＥＩが
ＨＩＧＨの期間はそれぞれ第１相の吸い込み側出力トラ
ンジスタの電流の立ち上がりの期間と立ち下がりの朋開
であり、この様にして、分配信号の立ち上がりと立ち下
がりに傾斜部を設けている。またＩｐｌが正の信号を出
力する期間に逆方向の電流が流れないようにトランジス
タ３４０が挿入されている。ここで１ｐｌが発生する時
間が通電角になるが、立ち上がりのスタートはＮＳＩで
決まり、立ち下がりの０になるタイミングはＩｏ２とＩ
　ｓ　ｗ　１が等しくなるタイミングになるため、［ｏ
２とｌ５ｗ１の大きざの相対関係がｉＩ！Ｉ電角に影響
する。この点について考えると、Ｉｏ２は定電流である
が一方１５ｗ１はＶｓｗ／Ｒｓｗであり即ちＶｓｗの振
幅に比例するが、Ｖｓｗは電圧制御発振器４０の発振周
波数に反比例する電圧制御発振器４０の充放電電流によ
りクロックを分周した信号Ａ、　　Ｉ！ＩＩち電圧制御
発振器４０の発振周波数に反比例する周期の信号で制御
された期間コンデンサを充放電することにより合成され
る信号であるので、振幅は電圧制御発振器４０の発振周
波数に依存しない一定の値になる。従って、予め各々の
抵抗、コンデンサ、及びｉｏ２の値を適当に選ぶことに
よりｔｐｔが発生する時間、即ち通電角を一定の値に設
定することができる。また、Ｉｐｌの負の信号はＰｏｌ
がＨＩＧＨの期間１ｏ１を出力し、その信号にＰＳｌが
ＨＩＧＨの期間１　ｓ　ｗ　１を加算し、ＰＥＩがＨＩ
ＧＨの期間１５ｗ２を減算した結果合成される信号であ
る。同様にＩｐｌが負の信号を出力する期間に逆方向の
電流が流れないようにトランジスタ３４１が挿入されて
いる。この様にして合成されたＩｐｌの波形を第５図（
ｍ）に示す。Ｉｎ２、Ｉｎ３の正、負の分配信号（第５
図（ｎ）、（０））も同様な過程で合成される。第８図
は、以上の分配信号の合成の処理を行うための回路構成
の例である。　第１０図（ａ）は以上の処理の過程を示
すタイミングチャートである。第１０図（ａ）において
、Ｎｏ１．Ｎｏ２、Ｎｏ３は、それぞれ第１相、第２相
、第３相の吸い込み側の出力トランジスタをオンさせる
ための論理回路の出力信号（（ｇ）、（ｈ）、（Ｉ））
、Ｐｏｌ、Ｐｏ２、Ｐｏ３は、それぞれ第１相、第２相
、第３相の吐き出し側出力トランジスタをオンさせるた
めの論理回路の出力信号（（ｊ）、（ｋ）、（１））、
Ｎ５ＩＮＳ２．ＮＳ３は、それぞれ第１相、第２相、第
３相の吸い込み側出力トランジスタの電流の立ち上がり
の期間を指定する論理回路の出力信号（（ａ）、（ｃ）
、（ｅ））、ＰＳｌ、ＰＳ２、ＰＳ３は、それぞれ第１
相、第２相、第３相の吐き出し側の出力トランジスタの
電流の立ち上がりの期間を指定する論理回路の出力信号
（（ｂ）、（ｄ）、（［））、ＮＥｉＮＥ２、ＮＦ２は
、それぞれ第１相、第２相、第３相の吸い込み側出力ト
ランジスタの電流の立ち下がりの期間を指定する論理回
路の出力信号（（Ｃ）、（ｅ）、（ａ））、ＰＥＩ、Ｐ
Ｅ２、ＰＥ３は、それぞれ第１相、第２相、第３相の吐
き出し側出力トランジスタの電流の立ち下がりの間開を
指定する論理回路の出力信号（（ｄ）、（ｆ）、（・ｂ
））である。

以上のようにして分配信号を合成するが、分配信号１ｐ
ＬＩｐ２．１ｐ３の波形には、第１０図（ｂ）に示すよ
うなヒゲが存在する。第９図ζよ、この様なヒゲが出力
電流に現れないように各相ζこ出力電流を分配する分配
器の構成例である。同図において、３５２と３５３．３
５４と３５５．３５６と３５７は、それぞれ電流信号で
ある分配信号１ｐｌ、Ｉｎ２、Ｉｎ３を対数変換し電圧
ζこ変換するトランジスタ、３５０．３５１は、トラン
ジスタ３５２．３５３．３５４．３５５．３５６゜３５
７ののベースに適当なバイアス電圧を与える抵抗、３５
８．３６０．３６２は前記対数変換された電圧をベース
に入力し吸い込み創出力トランジスタ駆動用の信号Ｉｎ
を各相に分配するトランジスタ、３５≦１．３６１．３
６３は吐き出し創出力トランジスタ駆動用の信号ｉｐを
各相に分配するトランジスタ、７１．７２は′ｆ４．流
増幅器、ｌ０１１１．１２は叶き出し創出力トランジス
タ、１３．１４．１５は吸い込み創出力トランジスタで
ある。

第１０図（ｂ）は分配信号ｒｐ１．ｔｐ２が正の場合の
分配回路の動作説明図であり、分配信号がＩＩ）１から
ｉｐ２へ切り換わる様子を示した図である。

第１Ｏ図（ｂ　）において、（ｐ２が零の時にはＩ　ｎ
　＝＝　ｒ　３５８　　となるが、切り換わりにおいて
は以下の式が成立する。

Ｖ　ｌ）　ｅ　３５３ ＝（ｋＴ／ｑ）＊　１　ｒｔ（Ｉ　Ｉ）　１／Ｉ　ｓ　
ｌ）　　　（１）Ｖｂｅ３５５ ＝（ｋＴ／ｑ）末Ｉｎ（ｉ　ｐ２／Ｉ　ｓ　ｌ）　　　
　（２）Ｖｂｅ３５８ ＝（１＜Ｔ／（１）＊　Ｉｔｔ（１３５Ｂ／Ｉ　ｓ２）
　　　（３）Ｖｂｅ３６０ ＝（ｋＴ／ｑ）＊Ｉｎ（１３６０／ｌ５２）　　　（４
）ここでＶｂｅ３５３、Ｖ　Ｉ）　ｅ　３５５、Ｖｂｅ
３５８、Ｖｂｅ３６０はトランジスタ３５３．３５５．
３５８．３６０のベース・エミッタ間電圧、１（はボル
ツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子電荷、Ｉｓｌ、［
ｓ２はそれぞれトランジスタ３５３．３５５及υトラン
ジスタ３５８．３６０の飽和電流である。また、 Ｖｂｅ３５３−Ｖｂｅ３５５ ’＝Ｖｂｅ３５Ｂ−ＶＩ）ｅ３６０ であるので、（１）式、（２）式、（３）式、（４）式
より、（１３５Ｂ／１３６０）　＝（Ｉｐｌ／Ｉｐ２）
が成立し、また、 １３５Ｂ＋　Ｉ　３６０＝　Ｉ　ｎ であるので、分配信号がＩｐｌからｉｐ２へ切り換わる
場合にはｉｎはＩ　Ｉ）　１とＩｐ２の比で分配され、
更にある相の分配信号のヒゲが発生する時には他の相の
分配信号は必ず零になっているため分配された後の信号
には分配信号のヒゲの影響は現れないことがわかる。

発明の効果 以上のように本発明によれば、モータ駆動コイルと分配
信号とが一定の位相関係を保持するよう位相制御ループ
を構成することにより、位置検出素子なしてモータを駆
動することができ、更に、モータの回転数によらず一定
の通電角で各巻線への電流切り換えを滑らかに行うこと
ができるため、騒音、振動を低減でき、また、従来必要
であった大容量のコンデンサも不要であり、部品点数が
少なく特性の優れたブラシレスモータ駆動装置を実現で
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例におけるブラシレスモータ
駆動装置の回路図、第２図は、同実施例の動作原理説明
図、第３図は、同実施例の位相誤差検出器の具体的回路
図、第４図は、同実施例の動作説明図、第５図は、第１
図の回路の各部の波形図、第６図は、同実施例の電圧制
御発掘器の具体的回路図、第７図は、同実施例のスロー
プ信号発生回路の具体的回路図、第８図は、同実施例の
分配信号発生回路の具体的回路図、第９図は、同実施例
の分配器の具体的回路図、第１θ図は、第９図の回路の
動作説明図である。 １〜３・・・駆動コイル、１０−１５・・・駆動トラン
ジスタ、２０・・・位相誤差検出手段、３ｏ・・・誤差
増幅手段、４０・・・電圧制御発振手段、５０・・・論
理手段、６０・・・スロープ信号発生手段、７０・・・
分配手段、８０・・・指令信号発生手段、９０〜９１・
・・増幅手段。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動コイルに
   接続された複数個の駆動トランジスタと、モータのトル
   ク指令信号を発生する指令信号発生手段と、前記指令信
   号発生手段の出力信号を分配信号により前記複数個の駆
   動トランジスタに順次分配する分配手段と、前記分配信
   号の立ち上がりと立ち下がりを滑らかにするスロープ信
   号を発生するスロープ信号発生手段と、前記分配手段と
   前記スロープ信号発生手段に適当な周波数の信号を入力
   する電圧制御発振手段と、前記駆動コイルの通電休止期
   間において前記駆動コイルに発生する逆起電圧と前記分
   配信号との位相差を検出する位相誤差検出手段と、前記
   位相誤差検出手段の出力を増幅し前記電圧制御発振手段
   へ入力する誤差増幅手段とを備えたことを特徴とするブ
   ラシレスモータ駆動装置。
2. （２）スロープ信号発生手段は、スロープ部の傾斜と周
   波数が前記電圧制御発振手段により制御された信号を出
   力することを特徴とする請求項１記載のブラシレスモー
   タ駆動装置。
3. （３）分配手段は、前記電圧制御発振手段の出力信号を
   分周して得られる信号と前記スロープ信号とを合成し台
   形波状の分配信号を得る分配信号発生手段と、前記分配
   信号を電流に変換する電圧電流変換手段と、前記電圧電
   流変換手段の出力がアノード端子にそれぞれ接続されカ
   ソード端子が共通接続された複数個のダイオードと、前
   記ダイオードのアノード端子がベースにそれぞれ接続さ
   れエミッタが共通接続された複数個のトランジスタを有
   し、前記複数個のトランジスタの共通エミッタに前記指
   令信号発生手段の出力信号を入力することを特徴とする
   請求項１記載のブラシレスモータ駆動装置。