JPH02101990A

JPH02101990A - ブラシレスモータの駆動装置

Info

Publication number: JPH02101990A
Application number: JP63254066A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Kiyoma; 利明清間; Susumu Yamamoto; 進山本; Hiromitsu Nakano; 中野　博充
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1988-10-07
Filing date: 1988-10-07
Publication date: 1990-04-13
Anticipated expiration: 2011-12-11
Also published as: JP2563523B2; DE68908068T2; EP0363169B1; EP0363169A2; EP0363169A3; US4958948A; DE68908068D1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、モータの可動子の位置を検出するホール素子
等の位置検出器を用いないブラシレスモータの駆動装置
に関するものである。

従来の技術近年、各種駆動用モータはその長寿命化、高信頼性化あ
るいは形状の薄形化などのため、ブラシレスモータが用
いられることが多（なってきた。

一般にブラシレスモータは可動子の位置を検出するホー
ル素子等の位置検出器が必要であり、より−層の低価格
化・小形化等を実現するためには位置検出器の無いいわ
ゆるコミュテーションセンサレスのブラシレスモータが
必要となってきた。このようなブラシレスモータの駆動
装置の従来例としては、例えば特開昭５２−８０４１５
号公報に示されでいるようなものがある。

以下図面を参照しながら、上記した従来のブラシレスモ
ータの駆動装置の一例について説明する。

第１３図は従来のブラシレスモータの駆動装置の回路構
成図である。第１３図において、駆動コイル１〜３の一
端は共通で、前記駆動コイル１の他端はダイオード４の
アノードとダイオード５のカソードと駆動トランジスタ
１０および１３のコレクタに接続され、前記駆動コイル
２の他端はダイオード６のアノードとダイオード７のカ
ソードと駆動トランジスタ１１および１４のコレクタに
接続され、前記駆動コイル３の他端はダイオード８のア
ノードとダイオード９のカソードと駆動トランジスタ１
２および１５のコレクタに接続されている。前Ｊ己ダイ
オード４．６．８のカソードおよび前記駆動トランジス
タ１０，１１．１２のエミッタは正側給電線路に接続さ
れ、前記ダイオード５，７．９のアノードおよび前記駆
動トランジスタ１３．１４．１５のエミッタは接地され
ている。前記駆動コイル１〜３の他端はそれぞれフィル
タ回路１６に入力され、前記フィルタ回路１６の出力は
通電切換回路１７に入力されている。前記通電切換回路
１７の出力は前記駆動トランジスタ１０〜１５のベース
にそれぞれ入力されている。

以上のように構成された従来のブラシレスモータの駆動
装置について、以下その動作を説明する。

第１４図は第１３図における動作説明図であり、Ｕｏ　
、Ｖｏ　、Ｗｏは駆動コイル１．２．３の通電波形であ
る。前記通電波形Ｕ。、Ｖ６　、Ｗ（１は、フィルタ回
路１６により高調波成分が除去されると共に位相が９０
゛遅れ、Ｆｔ　、Ｆ２．Ｆ３にそれぞれ変換される。な
お、フィルタ回路１６は一次フィルタであり、例えばＲ
Ｃパッシブフィルタ。

−次ミラー積分回路等で構成され、そのしゃ断簡波数は
前記駆動コイル通電波形の周波数に比べ充分低域に設定
されている。前記フィルタ回路１６の出力Ｆｒ　、Ｆ２
　、Ｆ３は通電切換回路１７により、Ｕ＋（、ＵＬ、　
ＶＨ，ＶＬ、　ＷＨ，Ｗｔに論理処理され、前記駆動ト
ランジスタ１０〜１５をスイッチング動作させる。この
時、スイッチング動作はモータ駆動トルクが常に一方向
に発生するよう行われ、モータが駆動されるものである
。

発明が解決しようとする課題しかしながら上記のような構成では、駆動コイルの各相
毎に低域しゃ断層波数特性を有するフィルタ回路が必要
であり、従って大容量のコンデンサが多数必要となる。

また、駆動コイルのインダクタンスが大きい場合、駆動
トランジスタがオンした後、駆動コイルの通電電流は時
間的に遅れて発生するいわゆる電機子反作用が存在する
。

この様な場合、第１４図に示したタイミングで駆動コイ
ルを通電すると、効率が低下することが知られている。

その改善策としてＦｔ　、Ｆ２．Ｆ３の信号の位相を若
干進ませ、電機子反作用による通電の遅れを補償するよ
う駆動トランジスタを動作させる方式が特開昭５２−８
０４１５号公報に記載されているが、これを実現するた
めにはコンデンサ等の部品がさらに必要となる。また、
駆動コイル通電波形Ｕ。、Ｖｏ、Ｗ、は、駆動トランジ
スタのオフ時に発生ずるスパイクノイズ、や、電源電圧
変動、負荷変動にともなう電流変動等が存在し、Ｕｏ　
、Ｖｏ　、Ｗｏの通電波形からフィルタ回路を使用して
通電切換信号を正確に得ることが困難となることが多い
。その対策として特捌昭５９−３６５１９号公報に示さ
れているような方式が考案されている。

しかし、駆動コイル通電波形からフィルタ回路を使用し
て通電切換信号を得る方式は、基本的に以下のような問
題を有している。すなわち、駆動コイル通電時の通電電
流と駆動コイル内部インピーダンスにより発生する電圧
降下、および通電休止直後に発生するスパイクノイズ等
が駆動コイル通電波形の基本波（逆起電圧）に重畳され
、しかもこれらは電源電圧や負荷の変動と共に絶えず変
動している。従って、駆動コイル通電波形をフィルタ処
理し通電切換信号を得る場合、通電波形の基本渡（逆起
電圧）に絶えず変動しつつ重畳されている上記成分によ
る誤差が発生し、正確な駆動コイルの通電が困難となる
。

従来、以上の問題点を解決するために、通電切換信号を
正確に得るための様々な手法が考案されているが、基本
的に駆動コイル逆起電圧と通電切換信号の位相差を一定
に保つようフィルタ回路周辺にて調整を行うものであり
、その調整は極めて面倒なものである。また、フィルタ
回路構成用以外に多数のコンデンサが必要となり、従っ
てＩＣ化においては外付部品点数やビン数の増加となり
高価なものとなってしまう。また、フィルタ回路を用い
ずに、マイクロコンピュータ等を使用し、デジタル的に
通電切換信号を得る方式が特開昭６１−２９３１９１号
公報に記載されているが、やはり高価なものとなってし
まう。

以上のように従来のブラシレスモータの駆動装置は、駆
動コイル通電波形からフィルタ回路により、可動子の位
置に対して一定位相関係を持つ通電切換信号を得、これ
を利用して前記駆動コイルを順次通電するよう構成され
ているため、駆動コイル通電波形に含まれるスパイクノ
イズや通電電流による駆動コイルの電圧降下、電源電圧
や負荷の変動によるこれら重畳成分の変動、さらに電機
子反作用等による影響により正確な通電切換信号を得る
ことが困難である。また、フィルタ回路を構成する際に
多数の大容量コ；／デンサが必要であり、特にＩＣ化の
際、外付部品点数やビン数の増加となり価格的に不利と
なる。

また、駆動コイルの通電切換をパルス的に行うと、ロー
タマグネットとステータコイルの吸引、反発による振動
のため騒音（以後電磁音と称する）が発生する。このよ
うに従来のブラシレスモータの駆動装置は様々に問題点
を有していた。

本発明は上記問題点に鑑み、駆動コイルの通電切換信号
をフィルタ回路を用いずに得ることにより、従来フィル
タ回路構成と必要であった多数の大容量コンデンサを除
去し、同時に駆動コイル通電波形に含まれるスパイクノ
イズの影響や電源電圧変動、負荷変動さらには電機子反
作用による影響を受けずに、また駆動トランジスタの切
換を滑らかに順次通電することにより電磁音を軽減しモ
ータを駆動することが可能な新規なブラシレスモータの
駆動装置を提供するものである。

課題を解決するための手段上記課題を解決するために本発明のブラシレスモータの
駆動装置は、複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動コ
イルに接続された複数の駆動トランジスタと、前記駆動
コイルの通電切換信号を前記複数の駆動トランジスタへ
順次分配する分配回路と、前記駆動トランジスタの通電
切換信号の立上りと立ち下りをなめらかにし出力するス
ロープ合成器と、前記スロープ合成器に適当な周波数を
有する信号を入力する電圧制御発振器と、前記駆動コイ
ルの通電休止期間において前記駆動コイルに発生する逆
起電圧と前記駆動コイルの通電切換信号の位相差を検出
する位相誤差検出器とからなり、前記位相誤差検出器の
出力を前記電圧制御発振器の入力とした構成である。

作用本発明は上記した構成によって、モータ駆動コイルに発
生する逆起電圧と同コイルの通電切換信号の位相差を検
出し、その検出位相差に応じて合成した台形波状の通電
切換信号を制御することにより、可動子の位置および速
度に対して台形波状の通電切換信号が一定位相関係を保
持するよう帰還ループすなわち位相制御ループ（ＰＬＬ
ループ）を構成しているので、従来必要であったフィル
タ回路を有するが故に発生した種々の不具合点は全て解
消される。また、モータの速度が変化しても台形波状の
通電切換信号のスロープ部の有する電気角は変化せず、
すなわちモータの速度が遅い時はスロープの角度は緩や
かで時間的に長くなり、反対に速いときはスロープの角
度は急で時間的に短くなる。すなわちモータの速度に応
じてスロープが制御される為、モータは起動後から定常
回転数まで電磁音が軽減される。

実施例以下本発明の一実施例のブラシレスモータの駆動装置に
ついて、図面を参照しながら説明する。

第１図は本発明の実施例におけるブラシレスモータの駆
動装置の回路構成図である。第１図において、第１３図
の従来のブラシレスモータの駆動装置と同一機能を有す
る部分は同一記号を付し、その説明を省略する。第１図
において、駆動トランジスタ１０〜１２の各ベースは増
幅器７１の出力に接続され、駆動トランジスタ１３〜１
５の各ベースは増幅器７２の出力にそれぞれ接続されて
いる。前記増幅器７１，７２の入力は分配回路７０の出
力に接続され、前記分配回路の入力はスロープ合成回路
６３の出力および速度誤差増幅器８０の出力にそれぞれ
接続されている。前記速度誤差増幅器８０の非反転入力
端子には外部よりトルク指令電圧ＥＴが入力され、反転
入力端子は駆動トランジスタ１３〜１５のエミッタおよ
び抵抗８１の一方の端子と共通接続され、前記抵抗８１
の他方の端子は接地されている。前記スロープ合成回路
６３の入力は論理回路６１の出力およびスロープ発生回
路６２の出力にそれぞれ接続され、前記スロープ発生回
路６２の入力は前記論理回路６１の出力Ａおよび電圧制
御発振器４０の出力ｉｏに接続されている。前記論理回
路６１の入力は電圧制御発振器の出力ｆに接続されてい
る。ここで前記スロープ合成回路６３と前記スロープ発
生回路６２および前・記論理回路６１はスロープ合成器
６０を構成している。前記電圧制御発振器４０の入力は
最低周波数設定回路５０の出力および演算増幅器３１の
出力ＥＡＯに接続され、前記演算増幅器３１の反転入力
端子と出力端子の間には抵抗３３とコンデンサ３４の直
列回路とコンデンサ３５が接続されている。前記演算増
幅器３１の非反転入力端子は抵抗３６．３７により一定
バイアス電圧が印加され、前記演算増幅器３１の反転入
力端子は抵抗３２を介して比較器２７の出力ＰＤに接続
されている。ここで前記各構成要素３１〜３７により誤
差増幅器３０を構成している。駆動コイル１．２．３の
磁層ＵＯ、ｖｏ　、ｗｏはバッファ回路２１．２２．２
３の入力にそれぞれ接続され、前記バッファ回路２１．
２２．２３の各出力ＵＢ。

ＶＢ、ＷＢは比較器２７の一方の入力に接続されると共
に抵抗２４．２５．２６を介して共通接続され、この共
通点ＮＢは前記比較器２７の他方の入力に接続されてい
る。

以上のように構成されたブラシレスモータの駆動装置に
ついて、以下その動作を説明する。

第２図は本発明の詳細な説明図であり、駆動コイル逆起
電圧と駆動コイル通電波形の位相関係を示すものである
。第２図（ａ）は前記逆起電圧（破線部）と前記通電波
形（実線部）の位相関係が最適状態にある場合であり、
同図（ｂ）　、　（ｃ）は位相角ψだけ最適状態からず
れた場合を示している。ここで第１図において、電圧制
御発振器４０の出力はスロープ合成器６０．分配回路７
０．駆動トランジスタ１０〜１５を通して駆動コイル１
〜３に伝達されている。従って前記電圧制御発振器４０
の出力と前記駆動コイル１〜３の通電波形には一定の位
相関係が存在する。すなわち、電圧制御発振器の発振周
波数および位相を制御することにより、駆動コイル逆起
電圧と駆動コイル通電波形の位相差を制御することが可
能となる。そこで、第２図（ｂ）、（ｃ）に示したよう
に駆動コイル逆起電圧と駆動コイル通電波形との間に位
相角ψのずれを生じた場合、その位相誤差ψを位相誤差
検出器２０および誤差増幅器３０により検出増幅し、ψ
が零となるよう電圧制御発振器４０の発振周波数および
位相を制御する位相制御ループを設けることにより、第
２図（ａ）に示すような最適通電状態を確保することが
可能となり、モータが駆動されるものである。

位相誤差検出器２０の具体的な構成としては、例えば第
３図に示したようなものが考えられる。

第３図において、第１図と同一機能を有する部分は同一
記号を付す。すなわち、駆動コイル１゜２．３の一端Ｕ
。、ｖｏ　ｌ　Ｗｏはそれぞれバッファ回路２１，２２
．２３に入力され、前記バッファ回路２１，２２．２３
の出力ＵＢ、ＶＢ、ＷＢはそれぞれ抵抗２４，２５．２
６を介して共通接続され、その共通接続点ＮＯは比較回
路１００，１２０゜１４０の反転入力端子と比較回路１
１０，１３０゜１５０の非反転入力端子に接続されてい
る。前記バッファ回路２１の出力ＵＢは前記比較回路１
００の非反転入力端子と前記比較回路１１０の反転入力
端子に接続され、前記バッファ回路２２の出力ＶＢは前
記比較回路１２０の非反転入力端子と前記比較回路１３
０の反転入力端子に接続され、前記バッファ回路２３の
出力ＷＢは前記比較回路１４０の非反転入力端子と前記
比較回路１５０の反転入力端子に接続されている。前記
比較回路１００゜１１０．１２０，１３０，１４０，１
５０の各出力はトランジスタ１０１，１１１，１２１，
１３１゜１４１．１５１によるオーブンコレクタ出力で
あり、前記トランジスタ１０１，１１１，１２１゜１３
１．１４１．１５１の各コレクタは共通でトランジスタ
１６１のコレクタに接続され、位相誤差検出器出力ＰＤ
を成している。前記トランジスタ１６１のベースはトラ
ンジスタ１６２のベースおよびコレクタに接続されると
共にトランジスタ１６４のコレクタと定電流源として動
作するトランジスタ１６９のコレクタに接続されている
。前記トランジスタ１６２のエミッタは抵抗１６３を介
して安定化電源電圧Ｖｒｅｇが印加され、前記トランジ
スタ１６１．１６４のエミッタは前記安定化電源電圧Ｖ
ｒｅｇが印加されている。前記トランジスタ１６４のベ
ースは抵抗１６６を介して同エミッタに接続されると共
に抵抗１６５を介してエミッタ接地されたトランジスタ
１６７のコレクタに接続されている。前記トランジスタ
１６７のベースは抵抗１６８を介して論理回路６１の出
力Ｓ。

が接続されている。前記論理回路６１の他の出力Ｓ＋、
Ｓ２．Ｓｉ、Ｓｎ、Ｓｓ、Ｓａはそれぞれ抵抗１７１．
１７３，１７５，１７７．１７９゜１８１を介してエミ
ッタ接地されたトランジスタ１７０．１７２．１７４，
１７６．１７８．１８０の各ベースに接続され、前記ト
ランジスタ１７０゜１７２．１７４，１７６．１７８．
１８０の各コレクタはそれぞれ前記トランジスタ１０１
，１１１゜１２１．１３１，１４１，１５１の各ベース
に接続されている。

以上のように構成された位相誤差比較器について、以下
その動作を説明する。

第４図はその動作説明図であり、駆動コイル１に関して
、その逆起電圧と通電波形との位相誤差検出の様子を示
したものである。第１図、第３図。

第４図において、駆動コイル１は電圧制御発振器４０の
出力ｆと同期した信号ＵＨ，ＵＬを通電指令信号として
通電されている。従ってＵＨ，Ｕｌ共に出力されていな
い期間は通電休止期間であり、この間駆動コイル通電波
形Ｕｏは逆起電圧［Ｊｅと一致している。第４図より通
電休止期間はＵｏがＬＯＷレベルとなってからＵＬの立
上りのまでの期間で、ｆの２クロツクに当たる。ＵＬが
ＬＯＷレベルとなってからＵ）Ｉが立上るまでの期間に
おいても同様に通電休止期間が存在するが、説明を簡単
にするため、前者の期間のみを考える。通電休止期間に
おいて、各駆動コイルの中性点電圧Ｎｏと駆動コイル通
電波形Ｕｏを比較すると、Ｕｏと駆動コイル逆起電圧Ｔ
Ｊｅとの位相差ψが零の時、ＮＯとＵｏは通電休止期間
の中央すなわちＵ）ＩがＬＯＷレベルとなってからｆの
１クロツク後に一致する。

また、Ｕｏが［Ｊｅに対して位相差ψだけ遅れた場合、
ＮｏとＵｏはＵＨがＬＯＷレベルとなってからｆの１ク
ロツク後以前に一致し、ＵＯがＵｅに対して位相差ψだ
け進んだ場合、ＮｏとＵ。はＵｌがＬＯＷレベルになっ
てからｆの１クロツク後以後に一致する。従って、ＵＨ
がＬＯＷレベルとなってからｆの１クロツク後において
Ｕ。とＮ。を比較することによりＵｏとＵ、の位相関係
を知ることができる。従って、位相差ψを検出する方法
として、ＵＨがＬＯＷレベルとなってからｆの１クロツ
ク後を基準に適当な幅を持った位相誤差検出パルス信号
ＳＯＬを発生させ、ＳＵＬ発生時にのみＮｏとＵｏを比
較することにより、位相差ψに応じたデユーティ−を有
する比較器出力ＰＤＵＬを得ることが出来る。第４図で
はＳＯＬはＵｌ（がＬＯＷレベルとなってからｆの１ク
ロツク後を基準にｆの±１／２クロックの期間発生し、
ＵｏがＵ、に対して位相角ψだけ進んだ場合を示してい
る。

以上、駆動コイル１の通電波形Ｕｏに対して、Ｕｌｌが
ＬＯＷレベルとなってからＵＬが立上るまでの間の通電
休止期間を利用した位相差ψの検出についてその動作原
理を説明したが、Ｕｏに対して他の通電休止期間、すな
わちＵＬがＬＯＷレベルとなってからＵＨが立上るまで
の期間、および他の駆動コイル２，３の通電波形Ｖｏ　
、Ｗｏにおいても同様に検出でき、本実施例においては
これら全てを合成することにより位相誤差検出器出力Ｐ
Ｄを得ている。

電圧制御発振器４０および最低周波数設定回路５０の翼
体的な構成としては、例えば第５図に示したようなもの
が考えられる。第５図において、４０が電圧制御発振器
であり、５０が最低周波数設定回路である。第５図にお
いて、誤差増幅器の出力ＥＡＯは抵抗１９０を介して差
動増幅器１９１の一方の入力端子に接続されると共にト
ランジスタ１９２のエミッタに接続されている。前記差
動増幅器１９１の他方の入力端子には安定化電源線路と
接地間に接続された抵抗１９３と抵抗１９４からなる分
圧回路の分圧点が接続されている。前記差動増幅器１９
１の２つの入力間の誤差が増幅されて前記トランジスタ
１９２のベースに接続されている。前記トランジスタ１
９２のコレクタはトランジスタ１９５のコレクタおよび
ベースに接続されている。前記トランジスタ１９５およ
びトランジスタ１９６．　トランジスタ１９７はベース
が共通接続され出力ｊｅを構成すると共に、それぞれの
エミッタは接地されカレントミラー回路を構成している
。それぞれのエミッタが前記安定化電源線路に接続され
たトランジスタ１９８およびトランジスタ１９９はベー
スが共通接続されると共に前記トランジスタ１９８のコ
レクタおよび前記トランジスタ１９６のコレクタに接続
されている。前記トランジスタ１９９のコレクタは前記
トランジスタ１９７のコレクタに接続されると共にコン
パレータ２００の一方の入力端子に接続されている。前
記コンパレータ２００の一方の入力端子と接地間にはコ
ンデンサ２０１が接続されている。前記コンパレータ２
００の出力トランジスタ２０２のコレクタと前記コンパ
レータ２００の他方の入力端子間には抵抗２０３が接続
されている。

前記抵抗２０３の前記コンパレータ２００の他方の入力
端子側の端子は抵抗２０４を介してバイアス電源２０５
に接続されている。前記トランジスタ２０２のコレクタ
は定電流を供給するトランジスタ２０８のコレクタに接
続されると共に、抵抗２０６を介してトランジスタ２０
７のベースに接続されている。前記トランジスタ２０７
のエミッタは前記安定化電源線路に接続され、同ベース
、エミッタ間には抵抗２１０が接続され、同コレクタは
前記トランジスタ１９８．１９９のベース共通接続点に
接続されている。

また、前記バイアス電源２０５の電圧は抵抗２１２およ
び抵抗２１３からなる分圧回路により分圧され、その分
圧点は差動増幅器２１１の一方の入力端子に接続され、
また前記差動増幅器２１１の出力トランジスタ２１５の
エミッタは抵抗２１４を介して接地されると共に前記差
動増幅器２１１の他方の入力端子に接続されている。前
記トランジスタ２１５はマルチコレクタ構成になってお
り同コレクタの１／４が、コレクタが接地されたトラン
ジスタ２１８のベースに接続されると共にトランジスタ
２１６のコレクタに接続されている。

前記トランジスタ２１６のベースはトランジスタ２１７
のベースに接続されると共に前記トランジスタ２１８の
エミッタに接続されている。前記トランジスタ２１６お
よび２１７のエミッタは前；己安定化電源線路に接続さ
れている。前記トランジスタ２１７のコレクタは前記ト
ランジスタ１９２のコレクタに接続されている。

以上のように構成された電圧制御発振器および最低周波
数設定回路について、以下その動作を説明する。

いま、第１図の誤差増幅器３０において抵抗３６および
抵抗３７からなる分圧回路は安定化電源Ｖｒｅｇと接地
間に接続されており、それら２つの抵抗値が等しいとす
ると、電源投入直後、前記誤差増幅器３０の出力ＥＡＯ
の電圧値はｖｒｅｇ／２となる。また、第５図の電圧制
御発振器４０において差動増幅器１９１の入力端子に接
続された抵抗１９３および抵抗１９４の抵抗値が等しい
とすると前記入力端子の電圧値はＶｒｅｇ／２となるの
で、前記差動増幅器１９１のもう一方の入力端子とトラ
ンジスタ１９２のエミッタとの接続点の電圧値もＶｒｅ
ｇ／２となる。したがって、電源投入直後、抵抗１９０
の両端には電圧降下が生じない。すなわち、前記トラン
ジスタ１９２には直流が流れない。

さて、ここで最低周波数設定回路５０について説明する
。いま、バイアス電源２０５の電圧値をＶｌｏＳとし、
抵抗２１２．抵抗２１３および抵抗２１４のそれぞれの
抵抗値をＲ２１２，Ｒ２１３およびＲ２目とすると、差
動増幅器２１１の一方の入力端動増幅器２１１の他方の
入力端子は前記一方の入力端子とイマジナルショートが
成り立っているので、前記他方の入力端子とトランジス
タ２１５のエミッタとの接続点は前記一方の入力端子の
電圧値て、前記トランジスタ２１５のエミッタ電流は、Ｒ２＋
３Ｒ２１４（Ｒ２１２＋　Ｒ２１３）”　””’となる・
前記トランジスタ２１５のマルチコレクタ構成およびト
ランジスタ２１６とトランジスタ２１７からなるカレン
トミラー構成を介することにより、前記トランジスタ２
１５のエミッタ電流の１／１２が前記トランジスタ２１
７のコレクタ電流１２１７として前記電圧制御発振器４
０に供給されその最低周波数を設定している。

ここで、前記電圧制御発振器４０の発振周波数はどのよ
うにして決定されるのかを説明する。コンパレータ２０
０の一方の入力端子と接地間に接続されたコンデンサ２
０１に電荷が充電されていない時、トランジスタ２２０
がＯＮ１トランジスタ２２１がＯＦＦ、ｔ、たがって、
コンパレータ２００の出力トランジスタ２０２がＯＦＦ
となり、よって、トランジスタ２０３がＯＦＦとなり、
トランジスタ１９８および１９９からなるカレントミラ
ー回路が動作する。また、トランジスタ１９５゜トラン
ジスタ１９６およびトランジスタ１９７からなるカレン
トミラー回路は前記トランジスタ１９５を流れる電流を
基準として動作する。したがって、前記コンデンサ２０
１は前記トランジスタ１９９のコレクタ電流と前記トラ
ンジスタ１９７のコレクタ電流の差の電流によって充電
される。

この時の前記コンパレータ２００の他方の入力端子の電
圧ＶＪはトランジスタ２０８のエミッタ・コレクタ間飽
和電圧を無視すると、である。ここで、Ｖｒｅｇは安定化電源の電圧であり、
Ｒ２ｏｚ、　Ｒ２０４はそれぞれ抵抗２０３および抵抗
２０４の抵抗値である。前記コンデンサ２０１への充電
が進み、前記コンデンサ２０１の端子電圧すなわちコン
パレータ２００の一方の入力端子の電圧が前記ＶＪより
高（なると、前記トランジスタ２２０がＯＦＦ、前記ト
ランジスタ２２１がＯＮｌしたがって、前記トランジス
タ２０２がＯＮとなり、よって、前記トランジスタ２０
７がＯＮとなり、前記トランジスタ１９８．１９９から
なるカレントミラー回路がＯＦＦとなる。したがって、
前記コンデンサ２０１は前記トランジスタ１９７のコレ
クタ電流によって放電が開始される。

この時の前記コンパレータ２００の他方の入力端子の電
圧ＶＫは前記トランジスタ２０２のエミッタ・コレクタ
間飽和電圧を無視すると、す２０１の放電が進み、前記
コンデンサ２０１の端子電圧すなわちコンパレータ２０
０の一方の入力端子の電圧が前記電圧ＬＫより低くなる
と、前記コンパレータ２００は反転し、再び前記コンデ
ンサ２０１への充電が開始される。このようにして、前
記コンデンサ２０１への充放電を（りかえずことにより
、前記コンパレータ２００の出力トランジスタ２０２の
コレクタには前記充放電のくりかえし周期に対応した周
波数の発振波形が出力される。

ここで、発振周波数は前記電圧ＶＪおよびＶには一定で
あるので、コンデンサ２０１の充放電電流の大きさによ
り決定される。すなわち、前記充放電電流が太き（なる
と前記コンデンサ２０１の端子電圧の立ち上り、立ち下
りが急峻になるため発振周波数が高くなり、前記充放電
電流が小さくなると発振周波数は低くなる。ところで、
前記充放電電流の大きさはトランジスタ１９５に流れる
電流に基づいて決定される。また、前記トランジスタ１
９５に流れる電流は前記最低周波数設定回路５０の出力
トランジスタ２１７のコレクタ電流１２＋７と前記差動
増幅器１９１の出力トランジスタ１９２のコレクタ電流
１１９２の和である。

さて、前述したように電源投入直後においてはトランジ
スタ１９２のコレクタ電流１１９２は零であるので、ト
ランジスタ１９５に流れる電流は最低周波数設定回路５
０からの電流■２１７に等しくなる。したがって、電圧
制御発振器４０の発振周波数は前記電流１２１７によっ
て決まる最低周波数にて発振を開始する。この最低周波
数をモータの可動子が十分追従できる程度に調整するこ
とにより、モータを前記最低周波数に対応した周波数に
同期した同期モータとして確実に起動させることができ
る。

ここで、前記最低周波数は抵抗２１４の抵抗値を可変し
て前記電流ｌｆｆ１＋７を変えることにより調整するこ
とができる。モータが起動すればモータ駆動コイルに逆
起電圧が発生する。そして、第１図における位相誤差検
出器２０において前記駆動コイルの通電休止期間にて前
記逆起電圧と前記駆動コイルの通電切換信号の位相差を
検出し、その位相差に対応して誤差増幅器３ｏの出力Ｅ
ＡＯには直流電圧が発生する。前記直流電圧が抵抗１９
０の一端に印加され、一方、前記抵抗１９０の他端は前
述したごと＜Ｖｒｅｇ／２に保持されているので、前記
抵抗１９０の両端電圧差に応じた電流がトランジスタ１
９２に流れる。したがって、前記最低周波数設定回路５
０からの電流Ｉ２＋７と前記トランジスタ１９２のコレ
クタ電流し９２の加算電流がトランジスタ１９５に流れ
電圧制御発振器４０の発振周波数は上昇する。こうして
、常に、駆動コイルの逆起電圧と通電切換信号の位相差
に応動して、誤差増幅器３０の出力ＥＡＯが変化し電圧
制御発振器４０の発振周波数を制御している。

スロープ発生回路６２の具体的な構成としては、例えば
第６図に示したようなものが考えられる。

第６図において、４０が電圧制御発振器であり、６１が
論理回路である。第６図において、電圧制御発振器４０
の出力ＩＢはトランジスタ２３０のベースに接続され、
同トランジスタ２３０のエミッタは接地されている。論
理回路６１の出力Ａはトランジスタ２３１のベースに接
続され、同トランジスタ２３１のエミッタは接地されて
いる。トランジスタ２３２，２３３．２３４のベースお
よび同トランジスタ２３２のコレクタは共通接続される
と共に前記トランジスタ２３０のコレクタに接続され、
前記トランジスタ２３２，２３４，２３５のエミッタは
それぞれＶｃｃに接続されている。

トランジスタ２３５のコレクタは同トランジスタ２３５
およびトランジスタ２３６のベースに共通接続されると
共に前記トランジスタ２３１，２３３のコレクタに接続
されている。前記トランジスタ２３６のエミッタは前記
トランジスタ２３５の４倍のエミッタ面積を持ち接地さ
れ、前記トランジスタ２３６のコレクタは前記トランジ
スタ２３４のコレクタおよび差動増幅器２４０の入力に
接続されると共にコンデンサ２３７を介して接地されて
いる。前記差動増幅器２４０の出力トランジスタ２４１
のエミッタは抵抗２４２を介して接地されている。トラ
ンジスタ２４６のコレクタとベースはトランジスタ２４
７，２４８のベースと共通接続されると共に前記差動増
幅器２４０の出力トランジスタ２４１のコレクタに接続
され、前記トランジスタ２４６，２４７，２４８のエミ
ッタはそれぞれ抵抗２４３，２４４，２４５を介してＶ
ｃｃに接続されている。それぞれのエミッタが抵抗２５
１．２６２を介して接地されたトランジスタ２４９．２
５０のベースと前記トランジスタ２４９のコレクタは共
通接続されると共に前記トランジスタ２４７のコレクタ
に接続されている。前記トランジスタ２４８，２５０の
コレクタはスロープ発生回路の出力を成しており、それ
ぞれｌｓｗｚおよびｊｓｗ＋を出力する。次に、スロー
プ合成回路６３の具体的な構成としては、例えば第７図
に示したようなものが考えられる。第７図において、ｌ
５ＷＩおよびｌ　ｓｗ２はスロープ発生回路の出力であ
る。

エミッタが共通接続されたトランジスタ２７０゜２７１
．２７２，２７３，２７４．２７５およびエミッタが共
通接続されると共に定電流源２７９を介してＶｃｃに接
続されたトランジスタ２７６゜２７７．２７８のベース
はそれぞれダイオード２６０．２６１，２６２，２６３
，２６４，２６５゜２６６．２６７．２６８を介して共
通接続された後ダイオード２６９を介してＶｃｃに接続
されると共に抵抗２８０，２８１，２８２，２８３，２
８４゜２８５．２８６，２８７，２８８を介してエミッ
タが接地されているトランジスタ２９０，２９１゜２９
２．２９３，２９４，２９５，２９６，２９７゜２９８
のコレクタに接続されている。

前記トランジスタ２９０，２９１，２９２，２９３゜２
９４．２９５，２９６，２９７，２９８の各ベースには
第１図における論理回路６１の出力ＮＳ１、ＰＥＩ、Ｎ
Ｓ２．ＰＥ２．ＮＳ３．ＰＥ３゜ＮＯＩ、ＮＯ２，ＮＯ
３がそれぞれ入力される。

ベースが共通接続されたトランジスタ３００゜３０１．
３０２，３０３，３０４，３０５，３０６゜３０７．３
０８．３０９の各エミッタはＶｃｃに接続され、同コレ
クタはダイオード３２０，３２１゜３２２．３２３，３
２４，３２５，３２６，３２７゜３２８を介して共通接
続された後ダイオード３２９を介して接地されている。

また前記トランジスタ３００のコレクタはトランジスタ
３１０のベースおよびトランジスタ３３０のコレクタに
接続され、同様に前記トランジスタ３０１のコレクタは
トランジスタ３１１のベースおよびトランジスタ３３１
のコレクタに接続され、前記トランジスタ３０２のコレ
クタはトランジスタ３１２のベースおよびトランジスタ
３３２のコレクタに接続され、前記トランジスタ３０３
のコレクタはトランジスタ３１３のベースおよびトラン
ジスタ３３３のコレクタに接続され、前記トランジスタ
３０４のコレクタはトランジスタ３１４０ベースおよび
トランジスタ３３４のコレクタに接続され、前記トラン
ジスタ３０５のコレクタはトランジスタ３１５０ベース
およびトランジスタ３３５のコレクタに接続され、前記
トランジスタ３０６のコレクタはトランジスタ３１６の
ベースおよびトランジスタ３３６°のコレクタに接続さ
れ、前記トランジスタ３０７のコレクタはトランジスタ
３１７０ベースおよびトランジスタ３３７のコレクタに
接続され、前記トランジスタ３０８のコレクタはトラン
ジスタ３１８のベースおよびトランジスタ３３８のコレ
クタに接続されている。前記トランジスタ３３０〜３３
８の各エミッタは接地され、同じく各ベースには第１図
における論理回路６１の出力ＮＥＩ。

Ｐｓｉ、ＮＦ２．ＰＳ２．ＮＦ２．ＰＳ３．ＰＯＩ。

ＰＯ２，ＰＯ３が入力される。前記トランジスタ２７０
．３１０，２７６の各コレクタは共通接続されると共に
ダイオード３４０を介して出力ＩＰＩを成し、前記ダイ
オード３４０のカソードはダイオード３４１を介して前
記トランジスタ２７１゜３１１．３１６のコレクタに接
続されている。前記トランジスタ２７２，３１２．２７
７のコレクタは共通接続されると共にダイオード３４３
を介して出力ＩＰ２を成し、前記ダイオード３４３のカ
ソードはダイオード３４４を介して前記トランジスタ１
７３，２１３，３１７のコレクタに接続されている。前
記トランジスタ２７４，２１４゜２７８のコレクタは共
通接続されると共にダイオード３４５を介して出力１ｐ
ｓを成し、前記ダイオード３４５のカソードはダイオー
ド３４６を介して前記トランジスタ２７５，３１５，３
１８のコレクタに接続されている。前記トランジスタ２
７６．２７７．２７８のエミッタは共通接続されると共
に定電流源２７９を介してＶｃｃに接続されている。前
記トランジスタ３１６，３１７゜３１８のエミッタは共
通接続されると共に定電流源２８９を介して接地されて
いる。前記トランジスタ３０９のベースはコレクタが接
地されているトランジスタ３１９のエミッタに接続され
、前記トランジスタ３０９のコレクタは前記トランジス
タ３１９のベースに接続されると共に定電流源２９９を
介して接地されている。前記トランジスタ３１０〜３１
５のエミッタは第１図および第６図におけるスロープ発
生回路６２の出力１ｓｗ＋が入力され、前記トランジス
タ２７０〜２７５のエミッタにはｉｓｗ２が入力される
。

以上のように構成されたスロープ発生回路およびスロー
プ合成回路について、以下その動作を説明する。

第８図はその動作説明図であり、駆動コイル１の通電切
換信号の基となるＩｐｔ、　　ＩＦ５．　　ＩＦ５を出
力するまでの各部の動作波形である。

第５図および第６図において、トランジスタ２３０とト
ランジスタ１９５〜１９７はカレントミラーを構成して
おり、電圧制御発振器の構成要素であるコンデンサ２０
１を充放電する電流と等しい電流が前記トランジスタ２
３０のコレクタに流れ、すなわちカレントミラーを構成
するトランジスタ２３２．２３３，２３４の各コレクタ
にも等しい電流か流れる。論理回路６１の出力ＡがＨｉ
ｇｈの場合、トランジスタ２３１がＯＮ、　　トランジ
スタ２３５．２３６がＯＦＦとなりコンデンサ２３７は
１２３７　（＝　１２３４）により充電されコンデンサ
２３７の電位Ｖｓｗは徐々に上昇する。次に論理回路６
１の出力ＡがＬＯＷとなると、前記トランジスタ２３１
が０ＦＦＬ、、トランジスタ２３６とカレントミラーを
構成するトランジスタ２３５にＩ２３３が流れ、前記ト
ランジスタ２３６にはＩ２３３の４倍の電流■２３６が
流れる。すなわち、コンデンサ２３７は１２３Ｇ　−１
２３４の電流で放電され、ｙｓｗは下降する。差動増幅
器２４０は一種のボルテイジホロワであり、前記コンデ
ンサ２３７の電位Ｖｓｗが上昇、下降すると前記差動増
幅器２４０の出力抵抗２４２の両端の電位差もそれに伴
い変化し、ｉｓｗが出力される。するとカレントミラー
を構成するトランジスタ２４６，２４７，２４８および
トランジスタ２４９，２５０に前記［ＳＷと等しい電流
が流れ、すなわち、吸込み電流１ｓｗ＋およびはき出し
電流１　ｓｗ２が出力される。

第７図および第８図において、ＮＳＩ〜ＮＳ３゜ＮＥＩ
〜ＮＥ３．Ｐｓｉ〜ＰＳ３．ＰＥＩ〜ＰＥ３、ＮＯＩ〜
ＮＯ３およびＰｏｔ〜ＰＯ３は台形波を合成するのに必
要な信号で、論理回路６１により電圧制御発振器４０の
出力ｆを分局あるいは論理処理することにより得られる
。

まず、ＮＳ１がＨｉｇｈになるとトランジスタ２９０と
トランジスタ２７０ｉｔＯＮＬ、、ｔ　圧Ｖ　ｓ　ｗに
対応した電流ｌ　ｓｗ２に従ってダイオード３４０を介
してＩｐｔに電流が出力される。次にＮＯＩがＨｉｇｈ
となりトランジスタ２９６，２７６がＯＮし、定電流源
２７９から１２７９かダイオード３４０を介して前記Ｉ
ＰＩに足し合わされる。また、Ｎ。

１がＨｉｇｈになると同時に電圧Ｖｓｗに対応した電流
１　ｓｗ２も減少し始めるため第８図のｉｐ目こ見られ
る角状の突出部分が生じる。次にｖｓｗが上昇を始める
前にＮＳＩはＬＯＷになり前記トランジスタ２９０，２
７０は０ＦＦＬ、Ｉｐｔには前記！２７９のみ出力され
る。次にＮＥＩがＨｉｇｈになりトランジスタ３３０が
０ＦＦ１トランジスタ３１０はＯＮして前記ＩＰＩ　（
１２７９）を電圧ｖｓｗに対応した電流１ｓｗ＋に従い
徐々に減少させやがてＩｐｔは零となる。次にＮＥＩが
ＬＯＷになると同時にＰＳｌがＨｉｇｈとなり、トラン
ジスタ３３０がＯＮ１トランジスタ３１０はＯＦＦ、ま
た、トランジスタ３３１がＯＦＦ、　トランジスタ３１
１はＯＮＬ、てＬｌは電圧ｖｓｗに対応した電流■ｓＷ
Ｉに従ってすい込む方向の電流が徐々に増加する。次に
ＰｏｔがＨｉｇｈとなりトランジスタ３３６がＯＦＦ、
ｈランジメタ３１６がＯＮＬ、定電流源２８９によりＩ
２８９がダイオード３４１を介してＩｐｔのすい込む方
向に足し合わされる。また、ＰＯｌがＨｉｇｈになると
同時に電圧Ｖｓｗに対応した電流１ｓＷＩも減少し始め
るため、はき出す場合と同様に角状の突出部分が生じる
。次にＶｓＷが上昇を始める前にＰＳｌはＬＯＷになり
、トランジスタ３３１はＯＮ、　トランジスタ３１１は
ＯＦＦし、し１はＩ２８９のみで供給される。次にＰＥ
ＩがＨｉｇｈになりトランジスタ２９１，２７１がＯＮ
Ｌ電圧ｖｓｗに対応した電流１　ｓｗ２に従ってＩＰＩ
（１２１１９）の電流をダイオード３４１を介して減少
させやが’（ＩＰＩは零となる。次にＰ、ＥｌがＬＯＷ
となりトランジスタ２９１，２７１が０ＦＦＬ、同時に
ＮＳＩがＨｉｇｈとなり以後上記の繰り返しによりスロ
ープ合成回路出力１ｐ＋を得ている。

また、ＩＦ５、ＩＦ５もｌｐ＋と同様に得られる。

以上のように本実施例のスロープ発生回路は、三角波を
使う電流およびそのタイミングを通電切換信号と同様に
電圧制御発搬器の出力を基に得ている為、モータの速度
が変化するとそれに応じてスロープの角度・時間も変化
し、常に最適のスロープをつける、所謂スロープ制御が
行われる。

第９図は、本実施例においてスロープを合成する為に要
する信号の位相関係を示すものである。

分配回路７０の具体的な構成としては、例えば第１０図
に示したようなものが考えられる。第１０図において、
コレクタがＶｃｃに接続されたトランジスタ３５２，３
５４，３５６とコレクタが接地されたトランジスタ３５
１，３５３．３５５のベースは共通接続されると共にＶ
ｃｃと接地間に接続された抵抗３５０と抵抗３５１から
なる分圧回路の分圧点が接続されている。前記トランジ
スタ３５２．３６３のエミッタとトランジスタ３５８゜
３５９のベースは共通接続されると共にスロープ合成回
路出力１ｐ＋が入力され、前記トランジスタ３５４．３
５５のエミッタとトランジスタ３６０゜３６１のベース
は共通接続されると共に前記スロープ合成回路出力ＩＰ
２が入力される。同様に前記トランジスタ３５６，３５
７のエミッタとトランジスタ３６２，３６３のベースと
共通接続されると共に前記スロープ合成回路出力ＩＰ３
が入力される。前記トランジスタ３５８，３６０，３６
２のエミッタは共通接続されると共に速度誤差増幅器の
出力１ｏ＋に接続され、同トランジスタ３５８゜３６０
．３６２の各コレクタはそれぞれ増幅器７２を介して通
電切換信号出力ＵＬ、ＶＬ、ＷＬを構成している。また
、前記トランジスタ３５９，３６１゜３６３のエミッタ
は共通接続されると共に速度誤差増幅器の出力１０２に
接続され、同トランジスタ３５９．３６１，３６３の各
コレクタはそれぞれ増幅器７１を介して通電切換信号出
力ＵＨ，ＶＨ。

ＷＨを構成している。

以上のように構成された分配回路について、以下その動
作を説明する。

第１０図において抵抗３５０および抵抗３５１からなる
分圧回路はＶｃｃと接地間に接続されており、それら２
つの抵抗値が等しいとすると、トランジスタ３５２〜３
５７のベースは共通接続されており、その共通接続点は
Ｖｃｃ／２にバイアスされる。また、速度誤差増幅器の
出力！旧と１０２は駆動コイルに流れている電流とトル
ク指令信号との誤差を電流信号として増幅したものであ
る。

第１１図は、スロープ合成回路出力１ｐ＋および［Ｐ２
がはき出し電流である場合の等価回路であり、第１２図
はその動作説明図で前記スロープ合成回路出力１ｐ＋と
ＩＦ５（あるいはＩＦ５）の切換えの様子を示したもの
である。

第１１図において、ＩＦ５が零の場合は１３Ｓ１１＝１
ｏ＋となり、ｉｐ＋とＩＦ５の切換わりにおいては下記
の式が成立する。

ＫＴ　　　　ＩＰＩ正しＶＢＥ３Ｓ３．　ＶＢ２３６Ｇ、　ｖａｇ３ｓｅ、
　ｖａＥｘ６ｏハトランジスタ３５３，３５５，３５８
，３６０のベース・エミッタ間電位、Ｋはボルツマン定
数、Ｔは絶対温度、ｑは電子電荷、■釧および１５２は
それぞれトランジスタ３５３．３５５およびトランジス
タ３５８，３６０（７）飽和電流テアル、　ＶＢＥ３Ｓ
３−ＶＢＥ３５Ｓ＝ＶＢ！！３５８−ＶＢ２３６Ｇだか
ら（１）式、ｃ２）式。

（３）式、および（４）式よりが成り立つ。また、１３５８＋　ｌ３６０＝　ｌｏｔ　　（１３）も成立す
る。

（５）式より、ｉｐ＋とＩＦ５が徐々に切換わる時■３
５８と１３６０もＩＰＩ、　　ＩＦ５と同じ比率で切換
り、さらに（６）式より第１２図において、ＩＦ５に角
状の突出部分が生じる以前に）ｐ＋が零になれば、駆動
コイルの通電切換信号には前記角状の突出部分の影響は
全（無いことがわかる。ｊｐ＋とＩＰ２以外の相の切換
えにおいても同様である。

以上のように本実施例によれば、常に電圧制御発振器の
出力を基にスロープを合成した台形状の通電切換信号に
てモータ駆動コイルを通電し、その通電波形と駆動コイ
ル逆起電圧との位相差を位相誤差検出器により検出し、
その増幅信号により位相誤差が零となるよう電圧制御発
振器の発振周波数および位相を制御するといった所謂位
相制御ループ（ＰＬＬループ）を設けることにより、電
機子反作用の影響はなく、効率よ（しかも電磁音も少な
くモータを駆動することができ、しかも従来必要であっ
たフィルタ回路を必要とせず、従って大容量のコンデン
サを大幅に削減できる。また、通電休止期間において位
相誤差検出を行っているため、通電期間に発生する通電
電流と駆動コイルのインピーダンスによる電圧降下やそ
の変動による影響を受けることはない。さらに通電休止
期間に発生する位相差検出パルスの幅は、モータの電気
角あるいは機械角に対して一定であり、位相誤差は検出
パルス発生期間における逆起電圧と中性点電圧との比較
出力のデユーティ−にのみ依存するため、モータ回転数
の影響による位相誤差検出利得の変化はなく、位相制御
ループを常に安定に動作させることができる。

発明の効果以上のように本発明は、電圧制御発振器の出力を基に台
形波状の通電切換信号でモータ駆動コイルを通電し、そ
の通電波形とモータ駆動コイル逆起電圧との位相差を通
電休止期間において位相誤差検出器により検出し、検出
位相誤差信号を誤差増幅器により増幅した後、電圧制御
発振器に入力し、その出力を制御する位相制御ループを
構成することにより、従来必要であったフィルタ回路を
必要とせず、従って大容量のコンデンサを大幅に削減で
き、また通電電流と駆動コイルインピーダンスによる電
圧降下、電源電圧や負荷の変動によるこれらの変動、さ
らに電機子反作用による効率の低下等の問題はな（、ま
た、最低周波数設定回路を設けることにより電源投入時
に電圧制御発振器の発振周波数を最も低い周波数に設定
し、可動子が追従できる程度の速度の回転磁界を発生さ
せることにより確実にモータを起動させ以後、モータ駆
動コイルの通電切換信号のスロープを制御し、モータを
静かに効率よ（駆動することができる。

さらにＩＣ化することにより極めて少ない外付部品点数
により、特性上極めて優れたブラシレスモータの駆動装
置を安価に実現することができる。

なお、本発明の実施例では三相全波駆動方式の場合につ
いて示したが、他の駆動方式、例えば三相半波駆動方式
や二相全波駆動方式、二相半波駆動方式等においても本
発明と同様の方式によるブラシレスモータの駆動装置が
実現可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例におけるブラシレスモータの駆
動装置の回路構成図、第２図は第１図の動作原理説明図
、第３図は位相誤差増幅器の具体的回路構成図、第４図
は第３図の動作説明図、第５図は電圧制御発振器および
最低周波数設定回路の具体的回路構成図、第６図はスロ
ープ発生回路の具体的回路構成図、第７図はスロープ合
成回路の具体的回路構成図、第８図は第６図および第７
図の動作説明図、第９図はスロープ合成回路入力信号の
位相関係図、第１０図は分配回路の具体的回路構成図、
第１１図は第１０図の等価回路図、第１２図は第１０図
および第１１図の動作説明図、第１３図は従来のブラシ
レスモータの回路構成図、第１４図は第１３図の動作説
明図である。１〜３・・・・・・駆動コイル、１０〜１５・・・・・
・駆動トランジスタ、２０・・・・・・位相誤差検出器
、３０・・・・・・誤差増幅器、４０・・・・・・電圧
制御発振器、５０・・・・・・最低周波数設定回路、６
０・・・・・・スロープ合成器、７０・・・・・・分配
回路。第図第図第図且几几田−−−−−−−−−−−−−−ｓｗ −、スロー７鴇回烙＋−入りＶ禿（４，、送り電二九）
第図第図Ｌ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）　複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動コイル
に接続された複数の駆動トランジスタと、前記駆動コイ
ルの通電切換信号を前記複数の駆動トランジスタへ順次
分配する分配回路と、前記駆動トランジスタの通電切換
信号の立上りと立下りをなめらかにし出力するスロープ
合成器と、前記スロープ合成器に適当な周波数を有する
信号を入力する電圧制御発振器と、前記駆動コイルの通
電休止期間において前記駆動コイルに発生する逆起電圧
と前記駆動コイルの通電切換信号の位相差を検出する位
相誤差検出器と、前記位相誤差検出器の出力を増幅し、
前記電圧制御発振器へ入力する誤差増幅器により構成し
たブラシレスモータの駆動装置。
（２）　スロープ合成器は、電圧制御発振器の出力に基
づきスロープを合成する為に必要な複数のパルスを出力
する論理回路と、前記電圧制御発振器の出力に比例した
周波数を有するスロープ波形を前記論理回路の出力によ
り発生させるスロープ発生回路と、前記スロープ発生回
路の出力を前記論理回路の出力に応じて台形波状に合成
するスロープ合成回路により構成した請求項１記載のブ
ラシレスモータの駆動装置。