JPH03233368A - 周期／電圧変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ｒ産業上の利用分野〕 この発明は信号の周期（周波数の逆数）に比例した電圧
を発生する周期／電圧変換回路の改良に関するものであ
る。

ｒ従来の技術〕 第３図は例えば「リニアＩＣ実用回路マニュアル」　（
ラジオ技術社刊）に示された従来の周期／電圧変換回路
の概略構成を示すブロック図である。

この図において（１）は被測定信号が入力されると共に
、入力信号に対応した方形波に変換するゼロクロッシン
グデテクタ、（２）はゼロクロッシングデテクタの出力
を積分し、三角波を出力するミラー積分回路、（３）は
ミラー積分回路の出力を検波する直線検波回路、（４）
は直線検波回路の出力側に接続された平滑回路で、抵抗
ＲとコンデンサＣとから構成されている。

このような槽底において、第３図に示すような正弦波の
被測定信号がゼロクロッシングデテクタ（１）に入力さ
れると、その信号の正の期間及び負の期間に夫々比例し
たパルス巾を持つ方形波に変換される、この方形波はミ
ラー積分回路（■に入力されて積分され、正及び負の振
巾が入力信号の周期に比例した三角波に変換される。こ
の三角波は次の直線検波回路（３）によって折返され、
振巾が正で入力信号の周期に比例した信号に変換される
。そして更に平滑回路（４）によって平滑化され、入力
信号に比例した直流電圧Ｖ０として出力される。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来の周期／電圧変換回路は以上のように、ミラー積分
回路などアナログ回路で構成されているため、各回路の
オフセット誤差の影響で変換精度を上げにくいという欠
点があった。

また、ミラー積分回路の出力振巾を通常の電子回路で使
用される電圧（５〜１２Ｖ）で制御し、低周波の信号を
変換しようとする場合には、コンデンサの容量を大きく
しなければならず、部品の選択の巾が小さくなるという
欠点もあった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、アナログ回路のオフセット誤差の影響をなく
して精度よく変換できるようにすると共に、低周波の信
号も容易に変換することができる周期／電圧変換回路を
提供しようとするものである。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係る周期／電圧変換回路は、被測定信号を反
転する２つの出力反転回路及び分周回路を設け、これら
の回路の出力に応じて２つのゲート回路を制御すること
により、ディジタル的に信号の変換を行なうようにした
ものである。

〔発明の実施例〕

以下、この発明の一実施例を第１図について説明する。

この図において００）は変換の対象である種々の波形の
被測定信号Ｓ、を入力とし、出力反転回路を構成すると
共に、入力信号Ｓ１に対応した方形波信号Ｓ２を出力す
る第１のインバータ、（１１）は第１のインバータの出
力を反転する出力反転回路として構成され、信号Ｓ３を
出力する第２のインバータ、（１２）は第２のインバー
タの出力信号Ｓ、を入力とすると共に、第２の入力端を
正の電位（１３）に接続し、ゲート制御回路を槽底する
Ｄ型フリップフロップで、入力に対応して第１の出力端
から信号Ｓ４を出力するようにされている。（１４）は
分周回路で、第１の入力端に基準信号Ｓ５を入力し、上
記り型フリップフロップ（１２）の出力Ｓ４をリセット
入力とすると共に、分周出力Ｓ６をＤ型フリップフロッ
プ（１２）のリセット入力として供給するようにされて
いる。

（１５）は第１のインバータの出力信号Ｓ２及びＤ型フ
リップフロップ（１２）の出力信号Ｓ４を入力とし、第
１のゲート回路を構成するＮＯＲ回路、（１６〉は同じ
く第２のインバータの出力信号Ｓ、及びＤ型フリップフ
ロップ（１２）の出力信号Ｓ４を入力とし、第２のゲー
ト回路を構成するＮＯＲ回路、（１７）は第１のアナロ
グスイッチで、第１の入力端を第１のゲート回路（１５
〉に接続すると共に、第２の入力端を正の電位（１９）
に接続したものである。

（１８〉は第２のアナログスイッチで、第１の入力端を
第２のゲート回路（１６）に接続すると共に、第２の入
力端を基準電位（２０）に接続したものである。

（２１）は平滑回路で、入力端が第１及び第２のアナロ
グスイッチ（１７）及び（１８〉の出力端に接続され、
出力端が正の電圧信号の取出端となるものである。

次に第２図に示す各信号のタイミングチャートを参照し
ながら動作について説明する。

先ず、種々の波形の被測定信号Ｓ１が第１のインバータ
叫に入力され、反転されると共に、入力信号に対応した
方形波に変換され、信号Ｓ２としてｊ＋ＪＪ力される。

この信号Ｓ２は第２のインバータ（１１）に入力され、
ここで更に反転され信号Ｓ、として出力される。信号Ｓ
、はＤ型フリップフロップ（１２）に入力され、その立
ち上りのタイミングで出力信号Ｓ４を“Ｌ”の状態にす
る。この“Ｌ”の状態の信号Ｓ４が分周回路〈１４）に
リセット入力として与えられ分周回路（１４）のリセッ
ト状態を解除する。この解除によって分周回路（１４）
は第１の入力端に与えられる基準信号Ｓ、を分周し、分
周出力Ｓ６をＤ型フリップフロップ（１２）にリセット
信号として入力する。即ち、分周出力Ｓ６の“Ｈ”の状
態でＤ型フリップフロップ（１２）をリセットして、そ
の出力信号Ｓ４を“Ｈ”の状態とし、続いてこの信号Ｓ
４の“Ｈ”の状態で分周回路（１４）をリセットするた
め、分周出力Ｓ６は“Ｌ″の状態となりＤ型フリップフ
ロップ（１２）はリセット状態が解除される。

Ｄ型フリップフロップ（１２）の出力信号Ｓ４が“Ｌ　
”の状態になってから分周回路（１４）の分周出力Ｓ６
が′Ｈ″の状態になるまでの期間Ｔ。は第１及び第２の
ゲート回路（１５）及び（１６）が夫々インバータとし
て動作し、第１及び第２のインバータの出力信号Ｓ２、
Ｓ３により第１のゲート回路（１５）の出力ＳｓがＴ１
の期間、また第２のゲート回路（１６）の出力Ｓ７がＴ
２の期間、夫々”　Ｈ”の状態となる。

各出力Ｓ７及びＳ８は夫々第２、第１のアナログスイッ
チ（＋８＞　（１７）に入力され、各信号が゛トビ′の
状態で各アナログスイッチ（１８）、　（＋７１が導通
する。

従って平滑回路（２１）はＴ、の期間、正に充電されＴ
２の期間、放電が行なわれることになり、Ｔｏの期間を
平均すると被測定信号Ｓ１の周期に比例圧が出力される
ことになる。

なお、以上の説明では第１及び第２のゲート回路（＋５
１　（＋６）をＮＯＲ回路で構成した実施例を示したが
、信号の与え方を変えてＮＡＮＤ回路で構成しても同様
な効果を期待することができる。

〔発明の効果〕

以上のようにこの発明によれば、信号の処理をディジタ
ル的に行なっているのでアナログ回路におけるようなオ
フセット誤差の問題がなく、精度のよい信号変換が可能
となる。

また、低周波の信号を変換する場合には、分周回路の出
力を調整して第２図におけるＴｏを変化させればよいた
め、容易に変換することができ、経年変化にも強いとい
う特徴を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は各
信号のタイミングチャート、第３図は従来の周期／電圧
変換回路を示す回路図である。図においでＱＯＩ（１１
＞はインバータ、（１２〉はＤ型フリップフロップ、（
１４）は分周回路、（１５）　（１６）はゲート回路、
（＋７＞　（１８）はアナログスイッチ、（２１）は平
滑回路である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　第１の信号を入力することにより出力を反転させる第
   １の出力反転回路、この出力反転回路の出力を更に反転
   させる第２の出力反転回路、第２の出力反転回路の出力
   を入力とし、それに対応した制御用信号を出力するゲー
   ト制御回路、このゲート制御回路の出力をリセット入力
   とすると共に、第２の信号を入力することにより、その
   分周出力を上記ゲート制御回路のリセット入力として供
   給する分周回路、上記第１の出力反転回路の出力及び上
   記ゲート制御回路の出力を入力とする第１のゲート回路
   、上記第２の出力反転回路の出力及び上記ゲート制御回
   路の出力を入力とする第２のゲート回路、上記第１及び
   第２のゲート回路にスイッチ回路を介して夫々接続され
   た平滑回路を備えた周期／電圧変換回路。