JPH03235660A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH03235660A JPH03235660A JP2029947A JP2994790A JPH03235660A JP H03235660 A JPH03235660 A JP H03235660A JP 2029947 A JP2029947 A JP 2029947A JP 2994790 A JP2994790 A JP 2994790A JP H03235660 A JPH03235660 A JP H03235660A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ファクシミリやプリンタ等の事務機器および
産業機器の電源装置におけるスイッチングレギュレータ
に関し、特に軽負荷時に周波数の上昇を抑制するスイッ
チングレギュレータに関する。
産業機器の電源装置におけるスイッチングレギュレータ
に関し、特に軽負荷時に周波数の上昇を抑制するスイッ
チングレギュレータに関する。
従来、Ｒ、Ｃ、Ｃ（Ｒ４ｎｇｉｎｇ Ｃｈｏｋｅ Ｃｏ
ｒｒＩｖｅｒｔｅｒ）方式のスイッチングレギュレータ
では、交流入力電圧を整流した後、トランジスタのオン
・オフ回路を用いて交流に変換し、その後、再び整流回
路によって直流に変換し、出力電圧としていた。この際
、トランジスタがＯＮの間にトランスにエネルギーが蓄
積され、オフの間にそのエネルギーが負荷に放出される
。また、トランジスタの通電期間の制御（オン時間制御
）により負荷電圧を安定化させる。
ｒｒＩｖｅｒｔｅｒ）方式のスイッチングレギュレータ
では、交流入力電圧を整流した後、トランジスタのオン
・オフ回路を用いて交流に変換し、その後、再び整流回
路によって直流に変換し、出力電圧としていた。この際
、トランジスタがＯＮの間にトランスにエネルギーが蓄
積され、オフの間にそのエネルギーが負荷に放出される
。また、トランジスタの通電期間の制御（オン時間制御
）により負荷電圧を安定化させる。
このＲ，Ｃ，Ｃ方式のスイッチングレギュレータは、第
２図のように示される。
２図のように示される。
第２図において、２１．２２はトランジスタ（Ｑ、、
Ｑ、）、２３は整流ダイオード、２４はオペアンプ、２
５はトランス、２６はトランス２５の１次巻線、２７は
２次巻線、２８はバイアス巻線、２９は平滑コンデンサ
である。
Ｑ、）、２３は整流ダイオード、２４はオペアンプ、２
５はトランス、２６はトランス２５の１次巻線、２７は
２次巻線、２８はバイアス巻線、２９は平滑コンデンサ
である。
この回路では、トランジスタ２１がある周期で０Ｎ／Ｏ
ＦＦ発振を繰返して、トランス２５の２次巻線２７側に
矩形波の電圧を発生させ、これを直流電圧に変換する。
ＦＦ発振を繰返して、トランス２５の２次巻線２７側に
矩形波の電圧を発生させ、これを直流電圧に変換する。
この際、トランジスタ２１がＯＮの間、トランス２５の
１次巻線インダクタンスにエネルギーを蓄積し、トラン
ジスタ２１がＯＦＦになると、整流ダイオード２３を通
して、蓄積したエネルギーを平滑コンデンサ２９に供給
する。
１次巻線インダクタンスにエネルギーを蓄積し、トラン
ジスタ２１がＯＦＦになると、整流ダイオード２３を通
して、蓄積したエネルギーを平滑コンデンサ２９に供給
する。
すなわち、電圧入力時、トランジスタ２１がＯＮしてト
ランス２５の１次巻線２６を励磁し、バイアス巻線２８
に誘起する電圧によってトランジスタ２１をバイアスす
る。これにより、トランジスタ２１のコレクタ電流が流
れ、バイアス巻線２３８誘起する電圧が増大して、ＯＮ
状態となる。
ランス２５の１次巻線２６を励磁し、バイアス巻線２８
に誘起する電圧によってトランジスタ２１をバイアスす
る。これにより、トランジスタ２１のコレクタ電流が流
れ、バイアス巻線２３８誘起する電圧が増大して、ＯＮ
状態となる。
さらに、トランス２５の１次巻線２６に発生する電圧に
より、トランジスタ２１のコレクタ電流は増加するが、
やがてトランジスタ２１は飽和状態となり、ＯＦＦ状態
に移動してトランス２５の１次巻線２６の電圧は反転す
る。この後、整流ダイオード２３のリカバリー電流によ
り、トランジスタ２１ ＠ＯＮにするキック電圧が発生
して、再びＯＮ状態になる。
より、トランジスタ２１のコレクタ電流は増加するが、
やがてトランジスタ２１は飽和状態となり、ＯＦＦ状態
に移動してトランス２５の１次巻線２６の電圧は反転す
る。この後、整流ダイオード２３のリカバリー電流によ
り、トランジスタ２１ ＠ＯＮにするキック電圧が発生
して、再びＯＮ状態になる。
このように、出力電力の制御はトランジスタ２１の○Ｎ
時間を可変制御することにより行われていた。
時間を可変制御することにより行われていた。
従って、第３図（ａ）に示すように負荷電流が大きいと
きは、（ｂ）に示すようにトランジスタ２１（Ｑ ）の
コレクタ電流のピーク値は大きく、周波数は低くなる。
きは、（ｂ）に示すようにトランジスタ２１（Ｑ ）の
コレクタ電流のピーク値は大きく、周波数は低くなる。
逆に、負荷電流が小さいときは、電流ピーク値は小さく
て周波数は高い。
て周波数は高い。
このようなスイッチングレギュレータでは、トランジス
タが、パルス幅制御されたオン・オフ動作を行うため、
トランジスタに消費される損失が少く、効率を向上でき
る。また、スイッチング周波数が高いため、トランス、
チョークコイル、コンデンサ等を小型化できる。
タが、パルス幅制御されたオン・オフ動作を行うため、
トランジスタに消費される損失が少く、効率を向上でき
る。また、スイッチング周波数が高いため、トランス、
チョークコイル、コンデンサ等を小型化できる。
なお、従来のＲ，Ｃ，Ｃ方式のスイッチングレギュレー
タについては、例えば゛スイッチングレギュレータ設計
実装応用マニュアル、日本工業技術センター、ｐｐ、８
０〜８５″において述べられている。
タについては、例えば゛スイッチングレギュレータ設計
実装応用マニュアル、日本工業技術センター、ｐｐ、８
０〜８５″において述べられている。
［発明が解決しようとする課題］
上記従来技術では、軽負荷時、原理的にスイッチング周
波数が上昇しようとするため、次に示す問題が生じる。
波数が上昇しようとするため、次に示す問題が生じる。
（１）スイッチングロス増大による変換効率の低下。
（２）間欠発振による回路の不安定化。
（３）発生ノイズの高周波数化。
本発明の目的は、このような問題点を改善し、軽負荷時
のスイッチング周波数の上昇を抑制することが可能なス
イッチングレギュレータを提供することにある。
のスイッチング周波数の上昇を抑制することが可能なス
イッチングレギュレータを提供することにある。
〔課題を解決するための手段］
上記目的を達成するため、本発明のスイッチングレギュ
レータは、０Ｎ／ＯＦＦ発振を繰り返すスイッチングト
ランジスタ、そのスイッチングトランジスタの電流が、
出力電圧に対応したフィードバック信号レベルに達する
と、ＯＦＦトリガ信号を発生するコンパレータ、および
ＯＦＦトリガ信号を契機としてスイッチングトランジス
タのＯＦＦ状態を保持する第２のトランジスタを備え、
スイッチングトランジスタのピーク電流によりＯＮ／Ｏ
ＦＦ発振を制御するＲ、Ｃ，Ｃ方式のスイッチングレギ
ュレータにおいて、上記ＯＦＦトリガ信号を契機として
充電されるコンデンサ、ＯＦＦトリガ信号を契機として
ＯＮとなり、コンデンサに充電する第３のトランジスタ
、および出力電圧に対応したフィードバック信号とコン
デンサの放電レベルを比較し、フィードバック信号レベ
ルに応じて発振禁止信号を出力する第２のコンパレータ
を有するＯＦＦ時間制御回路を設け、発振禁止信号とＯ
ＦＦトリガ信号のＯＲをとることにより、負荷の軽減に
従ってスイッチングトランジスタのＯＮ時間制御をＯＦ
Ｆ時間制御へ自動的に切り替えることに特徴がある。
レータは、０Ｎ／ＯＦＦ発振を繰り返すスイッチングト
ランジスタ、そのスイッチングトランジスタの電流が、
出力電圧に対応したフィードバック信号レベルに達する
と、ＯＦＦトリガ信号を発生するコンパレータ、および
ＯＦＦトリガ信号を契機としてスイッチングトランジス
タのＯＦＦ状態を保持する第２のトランジスタを備え、
スイッチングトランジスタのピーク電流によりＯＮ／Ｏ
ＦＦ発振を制御するＲ、Ｃ，Ｃ方式のスイッチングレギ
ュレータにおいて、上記ＯＦＦトリガ信号を契機として
充電されるコンデンサ、ＯＦＦトリガ信号を契機として
ＯＮとなり、コンデンサに充電する第３のトランジスタ
、および出力電圧に対応したフィードバック信号とコン
デンサの放電レベルを比較し、フィードバック信号レベ
ルに応じて発振禁止信号を出力する第２のコンパレータ
を有するＯＦＦ時間制御回路を設け、発振禁止信号とＯ
ＦＦトリガ信号のＯＲをとることにより、負荷の軽減に
従ってスイッチングトランジスタのＯＮ時間制御をＯＦ
Ｆ時間制御へ自動的に切り替えることに特徴がある。
［作用〕
本発明においては、出力電圧に対応したフィードバラク
イ言分のレベルにスイッチングトランジスタのソース電
流が達すると、コンパレータはＯＦＦトリガ信号を発生
する。
イ言分のレベルにスイッチングトランジスタのソース電
流が達すると、コンパレータはＯＦＦトリガ信号を発生
する。
これにより、ＯＦＦ制御回路では、トランジスタがＯＮ
となりコンデンサへの充電が行われる。
となりコンデンサへの充電が行われる。
また、この回路のコンパレータは、コンデンサの放電レ
ベルとフィードバック信号とを比較し、フィードバック
信号レベルに応じて発振禁止信号を出力する。
ベルとフィードバック信号とを比較し、フィードバック
信号レベルに応じて発振禁止信号を出力する。
この発振禁止信号とＯＦＦトリガ信号とのＯＲをとるこ
とにより、軽負荷時には、スイッチングトランジスタの
ＯＮ時間制御に替ってＯＦＦ時間制御が行われる。つま
り、トランスのエネルギーを放出した後、負荷に応じた
発振休止時間を経てからＯＮ状態に切り替わるので、ス
ッチング周波数の上昇を抑制することが可能である。
とにより、軽負荷時には、スイッチングトランジスタの
ＯＮ時間制御に替ってＯＦＦ時間制御が行われる。つま
り、トランスのエネルギーを放出した後、負荷に応じた
発振休止時間を経てからＯＮ状態に切り替わるので、ス
ッチング周波数の上昇を抑制することが可能である。
［実施例］
以下、本発明の一実施例を図面により説明する。
第１図は、本発明の一実施例におけるスイッチングレギ
ュレータの構成図、第４図は本発明の一実施例における
スイッチングレギュレータのタイミングチャート、第５
図は本発明の一実施例におけるスイッチングトランジス
タの動作を示す説明図、第６図は本発明の一実施例にお
けるスイッチングレギュレータの２次制御モードの説明
図である。
ュレータの構成図、第４図は本発明の一実施例における
スイッチングレギュレータのタイミングチャート、第５
図は本発明の一実施例におけるスイッチングトランジス
タの動作を示す説明図、第６図は本発明の一実施例にお
けるスイッチングレギュレータの２次制御モードの説明
図である。
第１図において、１，２は抵抗（Ｒ，、Ｒ，）、１１は
スイッチングトランジスタ（Ｑｌ）、１２はトランジス
タ（Ｑ２）、１４はトランス（Ｔ、）、１５は整流ダイ
オード（Ｄｌ）、１７は平滑コンデンサ（Ｃ３）、１８
はオペアンプ（○Ｐ１）、１９はコンパレータ（ＣＯＭ
Ｐ ）である。また、１０はＯＦＦ時間制御回路であり
、トランジスタ（Ｑ、）１３、コンデンサ（Ｃ）１６、
抵抗（Ｒ，〜Ｒ１）３〜５、コンパレータ（ＧＯＭＰ、
）２０により構成される。
スイッチングトランジスタ（Ｑｌ）、１２はトランジス
タ（Ｑ２）、１４はトランス（Ｔ、）、１５は整流ダイ
オード（Ｄｌ）、１７は平滑コンデンサ（Ｃ３）、１８
はオペアンプ（○Ｐ１）、１９はコンパレータ（ＣＯＭ
Ｐ ）である。また、１０はＯＦＦ時間制御回路であり
、トランジスタ（Ｑ、）１３、コンデンサ（Ｃ）１６、
抵抗（Ｒ，〜Ｒ１）３〜５、コンパレータ（ＧＯＭＰ、
）２０により構成される。
本実施例のスイッチングレギュレータでは、従来のＲｌ
Ｃ，Ｃ方式と同様に、スイッチングトランジスタ１１の
○Ｎ／ＯＦＦにより、トランス１４でエネルギーを変換
し、整流ダイオード１５および平滑コンデンサ１７で整
流／平滑を行い、直流電圧を出力する。
Ｃ，Ｃ方式と同様に、スイッチングトランジスタ１１の
○Ｎ／ＯＦＦにより、トランス１４でエネルギーを変換
し、整流ダイオード１５および平滑コンデンサ１７で整
流／平滑を行い、直流電圧を出力する。
特に本実施例では、３点のトランジスタ（トランジスタ
１２、コンパレータ１９の出力トランジスタ、コンパレ
ータ２０の出力トランジスタ）のオープンコレクタのワ
イヤードＯＲ接続により、これら３点のトランジスタの
状態によって、スイッチングトランジスタ１１の０Ｎ／
ＯＦＦ駆動を制御する。
１２、コンパレータ１９の出力トランジスタ、コンパレ
ータ２０の出力トランジスタ）のオープンコレクタのワ
イヤードＯＲ接続により、これら３点のトランジスタの
状態によって、スイッチングトランジスタ１１の０Ｎ／
ＯＦＦ駆動を制御する。
次に、第４図により、スイッチングトランジスタ１１の
０Ｎ／ＯＦＦ制御動作について述べる。
０Ｎ／ＯＦＦ制御動作について述べる。
本実施例における初期状態では、コンパレータ（ＣＯＭ
Ｐ、、ＣＯＭＰ、）１９．２０およびトランジスタ（、
Ｑ、） ｌ ２ともＯＦＦであり、スイッチングトラ
ンジスタ（Ｑ、）１１はＯＮになっている。
Ｐ、、ＣＯＭＰ、）１９．２０およびトランジスタ（、
Ｑ、） ｌ ２ともＯＦＦであり、スイッチングトラ
ンジスタ（Ｑ、）１１はＯＮになっている。
これにより、スイッチングトランジスタ（Ｑｌ）１１の
ソース電流は直線的に増大する。
ソース電流は直線的に増大する。
このソース電流は（ｄ）に示され、センス抵抗１によっ
て検出され、 ＣＯＭＰ、１９のｅ側に入力される。
て検出され、 ＣＯＭＰ、１９のｅ側に入力される。
ＣＯＭＰ １９では、 出力電圧に対応したフィード
バック信号（ｅ入力）レベルに、Ｑ、１１のソ−スミ流
（ｅ入力）が達した時、 （ｅ）のように、Ｑｌｌｌの
ＯＦＦトリガ信号を発生する。 なお、フィードバック
信号は（ｂ）に示される。
バック信号（ｅ入力）レベルに、Ｑ、１１のソ−スミ流
（ｅ入力）が達した時、 （ｅ）のように、Ｑｌｌｌの
ＯＦＦトリガ信号を発生する。 なお、フィードバック
信号は（ｂ）に示される。
さらに、このＯＦＦトリガ信号により、（ｉ）のように
、 Ｑ、１１がＯＮからＯＦＦ状態に反転する。
、 Ｑ、１１がＯＮからＯＦＦ状態に反転する。
これにより、トランス１４の電位が反転して、（ｈ）の
ようにＱ、１２はＯＮとなる。つまり、Ｑ２】２により
、ＱｌｌｌのＯＦＦ状態が保持される。
ようにＱ、１２はＯＮとなる。つまり、Ｑ２】２により
、ＱｌｌｌのＯＦＦ状態が保持される。
また、ＱｌｌｌのＯＦＦトリガ信号によって、トランジ
スタ１３がＯＮにな番ハ抵抗３を通じてコンデンサ１６
に充電される。
スタ１３がＯＮにな番ハ抵抗３を通じてコンデンサ１６
に充電される。
そして、コンデンサ１６に蓄積されたエネルギーは抵抗
４を通じて放電される。
４を通じて放電される。
次に、ＣＯＭＰ、２０は、（ｆ）のように、コンデンサ
１６の放電レベルとフィードバック信号を比較し、発振
禁止信号を出力する。この場合、（ｇ）に示すＣＯＭＰ
、２０の出力トランジスタのＯＮ状態は、発振禁止に相
当し、フィードバック信号レベルに応じて発振禁止の期
間が変化する。
１６の放電レベルとフィードバック信号を比較し、発振
禁止信号を出力する。この場合、（ｇ）に示すＣＯＭＰ
、２０の出力トランジスタのＯＮ状態は、発振禁止に相
当し、フィードバック信号レベルに応じて発振禁止の期
間が変化する。
すなわち、フィードバック信号レベルが小さいほど（負
荷電力が小さいほど）、発振禁止の期間が長くなる。
荷電力が小さいほど）、発振禁止の期間が長くなる。
また、Ｑ、 ｌ ２は、Ｑ、１１の○Ｎ／ＯＦＦ状態の
保持用トランジスタであるが、Ｑ、１１のＯＦＦ後、ト
ランス１４のエネルギーが全て２次側へ伝達されると、
トランス電圧が正弦波振動を始め、Ｑ、１２はＯＮから
ＯＦＦに状態が変わる。
保持用トランジスタであるが、Ｑ、１１のＯＦＦ後、ト
ランス１４のエネルギーが全て２次側へ伝達されると、
トランス電圧が正弦波振動を始め、Ｑ、１２はＯＮから
ＯＦＦに状態が変わる。
なお、 ＱｌｌがＯＦＦからＯＮへ変わるタイミングは
、Ｑ、１２ とＣＯＭＰ、２０の両方がＯＦＦのときで
ある。
、Ｑ、１２ とＣＯＭＰ、２０の両方がＯＦＦのときで
ある。
このように、負荷電の時は、 Ｑ、１２のＯＦＦ状態が
支配的となり、通常のＲ，Ｃ，Ｃ動作となる。
支配的となり、通常のＲ，Ｃ，Ｃ動作となる。
また、負荷小の時は、 ＣＯＭＰ、２０のＯＦＦ状態が
支配的となり、ＯＦＦ時間制御となる。
支配的となり、ＯＦＦ時間制御となる。
従って、本実施例における負荷電および負荷小のときの
動作は、第５図および第６図に示される。
動作は、第５図および第６図に示される。
第５図において、（ａ）は負荷が大きい場合、トランス
１４に蓄積されたエネルギーを示し、（Ｃ）は負荷が小
さい場合、トランス１４に蓄積されたエネルギーを示す
。また、（ｂ）および（ｄ）は、負荷が大きい場合およ
び小さい場合におけるＣＯＭＰ、２０の発振禁止信号の
出力タイミングを示す。
１４に蓄積されたエネルギーを示し、（Ｃ）は負荷が小
さい場合、トランス１４に蓄積されたエネルギーを示す
。また、（ｂ）および（ｄ）は、負荷が大きい場合およ
び小さい場合におけるＣＯＭＰ、２０の発振禁止信号の
出力タイミングを示す。
本実施例では、負荷電の場合、 ＣＯＭＰ、２０の出力
（発振禁止）時間くトランスエネルギー放出時間となり
、通常のＲ，Ｃ，Ｃ動作となる。
（発振禁止）時間くトランスエネルギー放出時間となり
、通常のＲ，Ｃ，Ｃ動作となる。
また、負荷小の場合、ＣＯＭＰ、２０の出力（発振禁止
）時間〉トランスエネルギー放出時間となって、通常の
Ｒ，Ｃ，Ｃ動作を行わず、トランスエネルギー放出後、
フィードバック信号レベルに応じた休止時間を経て、Ｑ
ｌｌｌはＯＮ状態に至る。
）時間〉トランスエネルギー放出時間となって、通常の
Ｒ，Ｃ，Ｃ動作を行わず、トランスエネルギー放出後、
フィードバック信号レベルに応じた休止時間を経て、Ｑ
ｌｌｌはＯＮ状態に至る。
この際、 ＧＯＭＰ、２０の立ち上りを契機としてＱｌ
ｌｌはＯＮとなる。なお、休止期間は負荷が小さいほど
長い。
ｌｌはＯＮとなる。なお、休止期間は負荷が小さいほど
長い。
本実施例によれば、ＯＦＦトリガ信号と発振禁止信号の
ＯＲをとり、軽負荷時には、ＯＦＦ時間制御が支配的と
なるように切り替わる。これにより、第６図に示すよう
に、負荷に依存する２つの条件モード（２次制御モード
Ｒ，Ｃ０’Ｃ（ＯＦＦ時間制御領域）、および従来方式
のＲ，Ｃ，Ｃ（ＯＮ時間制御領域））で発振を持続させ
、負荷の低減に伴ってスイッチング周波数が上昇するこ
とを抑制する。
ＯＲをとり、軽負荷時には、ＯＦＦ時間制御が支配的と
なるように切り替わる。これにより、第６図に示すよう
に、負荷に依存する２つの条件モード（２次制御モード
Ｒ，Ｃ０’Ｃ（ＯＦＦ時間制御領域）、および従来方式
のＲ，Ｃ，Ｃ（ＯＮ時間制御領域））で発振を持続させ
、負荷の低減に伴ってスイッチング周波数が上昇するこ
とを抑制する。
［発明の効果］
本発明によれば、軽負荷時のスイッチング上昇を抑制す
ることができる。
ることができる。
これにより、次の（１）〜（３）の効果を得る。
（１）変換効率の向上により、電源装置の信頼性を高め
る。
る。
（２〕周波数が過大になることを防ぎ、回路動作を安定
させる。なお、従来のＲ，Ｃ，Ｃ方式では、軽負荷時、
トランジスタのストレージタイムにより、間欠発振を生
じやすい欠点があった。
させる。なお、従来のＲ，Ｃ，Ｃ方式では、軽負荷時、
トランジスタのストレージタイムにより、間欠発振を生
じやすい欠点があった。
（３）軽負荷時でも、発振周波数が過大にならず、フィ
ルタ設計が容易である。
ルタ設計が容易である。
第１図は本発明の一実施例におけるスイツチンクレギュ
レータの構成図、第２図は従来のＲ，Ｃ。 Ｃ回路の構成図、第３図は従来のＲ，Ｃ，Ｃ回路におけ
るスイッチングトランジスタの制御を示すタイミングチ
ャート、第４図は本発明の一実施例におけるスイッチン
グレギュレータのタイミングチャート、第５図は本発明
の一実施例におけるスイッチングトランジスタの動作を
示す説明図、第６図は本発明の一実施例におけるスイッ
チングレギュレータの２次制御モードの説明図である。 １〜５：抵抗（Ｒ，〜Ｒ，）、 １０：ＯＦＦ時間制
御回路、１１ニスイツチングトランジスタ（Ｑ、）。 １２．１３： トランジスタ（Ｑ、、 Ｑ、）、 ｌ
４ ニドランス（Ｔ、）、 ｌ ５ ：整流ダイオー
ド（Ｄ、）、 ｌ ６コンデンサ（Ｃ，）、 １７
：平滑コンデンサ（Ｃ，）。 １８：オペアンプ（○Ｐ、）、１９．２０・コンパレー
タ（ＣＯＭＰ、、ＣＯＭＰ、）、２１．２２ ： トラ
ンジスタ、２３；整流ダイオード、２４ オペアンプ、
２５＋トランス、２６：１次巻線、２７２次巻線、２８
：バイアス巻線、２９．平滑コンデンサ。 偽う・１
レータの構成図、第２図は従来のＲ，Ｃ。 Ｃ回路の構成図、第３図は従来のＲ，Ｃ，Ｃ回路におけ
るスイッチングトランジスタの制御を示すタイミングチ
ャート、第４図は本発明の一実施例におけるスイッチン
グレギュレータのタイミングチャート、第５図は本発明
の一実施例におけるスイッチングトランジスタの動作を
示す説明図、第６図は本発明の一実施例におけるスイッ
チングレギュレータの２次制御モードの説明図である。 １〜５：抵抗（Ｒ，〜Ｒ，）、 １０：ＯＦＦ時間制
御回路、１１ニスイツチングトランジスタ（Ｑ、）。 １２．１３： トランジスタ（Ｑ、、 Ｑ、）、 ｌ
４ ニドランス（Ｔ、）、 ｌ ５ ：整流ダイオー
ド（Ｄ、）、 ｌ ６コンデンサ（Ｃ，）、 １７
：平滑コンデンサ（Ｃ，）。 １８：オペアンプ（○Ｐ、）、１９．２０・コンパレー
タ（ＣＯＭＰ、、ＣＯＭＰ、）、２１．２２ ： トラ
ンジスタ、２３；整流ダイオード、２４ オペアンプ、
２５＋トランス、２６：１次巻線、２７２次巻線、２８
：バイアス巻線、２９．平滑コンデンサ。 偽う・１
Claims (2)
- （１）ＯＮ／ＯＦＦ発振を繰り返すスイッチングトラン
ジスタ、該スイッチングトランジスタの電流が、出力電
圧に対応したフィードバック信号レベルに達すると、ス
イッチングトランジスタのＯＦＦトリガ信号を発生する
コンパレータ、および該ＯＦＦトリガ信号を契機として
スイッチングトランジスタのＯＦＦ状態を保持する第２
のトランジスタを備え、スイッチングトランジスタのＯ
Ｎ／ＯＦＦ発振により、トランスの２次側に発生した電
圧を直流電圧に変換して、整流ダイオードおよび平滑コ
ンデンサで整流／平滑を行い、出力電圧とするＲ．Ｃ．
Ｃ方式のスイッチングレギュレータにおいて、上記ＯＦ
Ｆトリガ信号により充電したエネルギーを放電し、上記
フィードバック信号と放電レベルを比較して、フィード
バック信号レベルに応じた期間、発振禁止信号を出力す
る手段を設け、該発振禁止信号とＯＦＦトリガ信号のＯ
Ｒをとることにより、負荷の軽減に伴ってスイッチング
トランジスタのＯＮ時間制御をＯＦＦ時間制御へ自動的
に切り替えることを特徴とするスイッチングレギュレー
タ。 - （２）上記発振禁止信号出力手段には、ＯＦＦトリガ信
号を契機として充電されるコンデンサ、該ＯＦＦトリガ
信号を契機としてＯＮとなり、該コンデンサに充電する
第３のトランジスタ、および出力電圧に対応したフィー
ドバック信号とコンデンサの放電レベルを比較し、フィ
ードバック信号レベルに応じて発振禁止信号を出力する
第２のコンパレータを備えたことを特徴とする請求項１
記載のスイッチングレギュレータ。
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