JPH0324807A - 発振回路 - Google Patents
発振回路Info
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- JPH0324807A JPH0324807A JP15899589A JP15899589A JPH0324807A JP H0324807 A JPH0324807 A JP H0324807A JP 15899589 A JP15899589 A JP 15899589A JP 15899589 A JP15899589 A JP 15899589A JP H0324807 A JPH0324807 A JP H0324807A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈発明の属する分野）
本発明は発振回路、特に電源電圧の変動に対する允振周
波数の２動を抑圧した允振回路に関するものである． （従来技術） マイクロプロセッサ等のデジタル機器あるいは水晶時計
には安定なデジタルクロック信号が必要であるが、近年
そのための発振回路としてはＮＡＮＤゲートあるいはイ
ンバータを負性インピーダンス、即ち増幅器として用い
たものが一般的である． 特に、インバータとしてＣＭＯＳを用いた回路は低消費
電力化及びＩＣ化に都合がよく、小型腕時計等において
多用されている． その基本的な回路を示せば第８図の通りであって、ＣＭ
ＯＳインバータＩＮＶの入力端子と出力端子との間に帰
還抵抗Ｒｆ及び水品振動子Ｘを並列に接続するとともに
、該水晶振動子Ｘの両端とアースとの間にコンデンサＣ
ｇ， Ｃｄを挿入したもので、ＣＭＯＳインバータＩＮ
ｖと帰還抵抗Ｒ『とで増幅器を、又水晶振動子Ｘとコン
デンサｃｇ， ｃｄとで発振周波数を規定する帰還回路
を形成したものである又、前記ＣＭＯＳインバータＩＮ
Ｖの内部ｊＭ或例を示せば第９図のように、エンハンス
メント型ＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｒｉのドレイ
ンＤ１とエンハンスメント型ＮチャネルＭＯＳトランジ
スタＴｒ２のドレインＤ２とを接続し、その接点を出力
とするとともに、両トランジスタのゲートＧｌ， Ｇ２
を並列接続して入力端としたもので、電源Ｖｄｄはトラ
ンジスタ１『１のソースＳ１とトランジスタＴｒ２のソ
ース３２間に印加して使用する． しかし、この種の回路では電源電圧の変動によってトラ
ンジスタの動作電流が変化するため出力インピーダンス
が変動し、これが４４遍回路に影響して発振周波数の安
定度が悪くなるという問題があった． この問題を解決するため従来から種々の対策が施されて
いる．例えば、前記第８図の回路に於いてコンデンサＣ
Ｏ， Ｃｄの値を出来るかぎり大きくして、インバータ
ＩＮＶの入出力インピーダンス変化分の帰還回路への影
響を軽減することによって周波数変動を抑圧したもの、
あるいは第１０図に示すようにＣＭＯＳインバータＪＮ
Ｖの電源ライン正、負夫々に抵抗ＲｄとＲｓを挿入する
ことによって一種の電流負３ｉ還作用を生ぜしめ、ＣＭ
ＯＳインバータＩＮＶに印加する電圧変動を抑圧したも
の、若しくは第１１図に示すようにＣＭＯＳインバータ
ＩＮＶの出力端子とコンデンサＣｄ及び水品振動子Ｘと
の接続点に安定化抵抗Ｒｏｏを挿入することによって、
電源電圧変動に伴うインバータ［ＮＶの出力インピーダ
ンス変動が前記帰還回路に及ぼす影響を軽減し、もって
周波数安定度を高めたものが提案されている． 尚、これら従来の改善案を開示したものとしては、特開
昭５５−２３６９９、特開昭５８−６６０５、特開昭５
３−１４２１５５、特ｆ７；］昭５１８５３５７あるい
は特開昭６３−１３９４０７等がある． しかしながら、これら従来の発振回路では第８図の基本
回路に比べれば、かなりの改善が認められるものの、い
ずれも効果には限界があって，より高い安定度を要する
場合は定電圧回路を付加する他に方法がなかった． 更には、コンデンサの値を大きくする方法では発振領域
が狭くなるのみならず、ＩＣ化する際の妨げとなる．又
電源ラインに抵抗を挿入すれば、該抵抗による電圧降下
分インバ〜タに加わる電圧が小さくなり、電源電圧を有
効に利用することができなくなる等々の欠点を伴うもの
であった．これらの問題は、ＣＭＯＳインバータを用い
た発振回路に限らず、他の形式のインバータをはじめと
して一般にスイッチングする増幅素子を用いた発振回路
に共通する問題であった． 更に、通常のトランジスタ回路増幅器に於いても電源電
圧変動によりその入出力インピーダンスが変化ずるから
、ずくなからず発振周波数に変動を生じ、その対策に苦
慮していた． （発明の目的） 本発明は上述したような発振回路の問題を解決するため
になされたものであって、簡単な方法によって、尤源電
圧変動による発振周波数の変化を極めて小さくした発振
回路を提供することを目的とする． （発明の概要） この目的を達成するために本発明に於いては、上述した
ように負性インピーダンス回路、即ち増幅器の入出力端
子間に水晶振動子等の周波数規定素子を含む帰還回路を
挿入した発振回路に於いて、前記増幅器〈一般に入力容
量をもつ）の入力または出力若しくはその両者とヅ１還
回路との間に所要値の抵抗を挿入することによって、該
帰還回路を介して増幅器の入力端に１８０度の位相遅延
をもってフィードバックする周波数が当該帰還回路にお
ける位相不変周波数となるように横成する．即ち、上記
回路に於いて帰還回路を介してフィードバックする信号
周波数の位相特性には、該帰還回路定数によって定まる
反共振周波数（並列共振周波数）点が含まれ、この点に
於けるフィードバック位相量は帰還回路を含むフィード
バックループ中の抵抗値が変化しても一定不変となり、
しかもこの点の位相量は、増幅器の入力端に挿入した抵
抗値により調整することができる．そこで、本発明に於
いては上記反共振点と考えられる周波数に於けるフィー
ドバック位相量が１８０度若しくはその近傍となるよう
に、即ちこの周波数に於いて当該回路が発振するように
構成することによって、フィードバックループ中の抵抗
値が変動しても発振周波数が変化しないように構成した
ものである． 本発明に於いて４ｉ、上記帰還回路の反共振点と考えら
れる点を位相不変周波数と称する．（実施例） 以下、図示した実施例に基すいて本発明を詳細に説明す
るが、その前に本発明の理解を容易にするために、従来
の発振回路に於ける電源電圧変動による発振周波数の変
動の原因について解析し、本発明を成すに至った経緯を
説明する．先ず、前記第８図に示した２ ０ Ｍ １１
ｚ水晶発振回路に於いて電源電圧を変化した際の増幅
器の出力抵抗変化を測定したところ第１２図に示すよう
に、電圧１．５Ｖから８Ｖに対して４０オームから４０
０オームの広さに互って変化し、又電圧５■の発振周波
数に対して＋４０ｐ１１１１から−４０１）０１の範囲
で変動することが判明した． そこで、前記第１１図に示した発振回路の帰還回路部分
のみを抽出して（第１３図〉その伝達関数を算出すると
、第１４図に示す通りとなる．尚、このときのコンデン
サＣｄ， Ｃ（ｌの値は２６ｐ「、水晶振動子の直列共
振周波数１０は２０Ｈｌｌｚで直列等価容量Ｃ１は２２
．３９ ＸＩＯ ＯＦ、並列容量ＣＯは６，３３ｐＦ
、直列等価抵抗Ｒ１は６．４オーム、容量比Ｃｏ／Ｃｌ
は２８３であり、以下他の測定においても同様である． 第１４図から分ることは、出力側抵抗Ｒｏｏの値が変化
しても位相９０度付近と１８０度付近の二箇所Ａ．Ｂの
点において位相が変化しない点が存在するということで
ある． このうちＡは水晶振動子ＸとコンデンサＣｇとの直列共
振周波数で、Ｂは上記素子に更にコンデンサＣｄが並列
に接続された回路に於ける反共振周波数（並列共振周波
数）に相当するものと考えられ、Ａの点においては帰還
回路のインピーダンスが極めて小さく、又Ｂにおいては
逆に大きくなるので夫々の点に於いてはＲｏｏの値に関
係なく位相量が不変となる， そこで、本発明者はこの位相不変周波数、特にＢの反共
振点に於けるフィードバック位相量が１８０度となるよ
うに設定し、当該回路が位相不変周波数Ｂ点にて発振す
るように設定すれば、出力側のＲｏｏの値、あるいは増
幅器の出力抵抗値が変化しても発振周波数が変化しない
ということを発見し、この事実を積極的に利用したもの
である．以下、その実現手段を検討するためにいくつか
の実験を行ったので詳細に説明する． 第１図は本発明の発振回路の一実施例を示す等価回路図
であって、この例では帰還回路ＦとインバータＩＮＶ回
路（入力容量をもつ〉との間に抵抗Ｒｉ， Ｒｏｏを挿
入したものである．第２図はこの帰還回路Ｆにインバー
タＩＮＶのゲート・ソース間容量Ｃ１を加味した等価回
路図であり５同図のように各定数を定めた等価回路につ
いて伝達関数をｎ出してフィードバック位相特性をグラ
フにすると、第３図となる． この図と前記第１４図とを比較すると、この例では上述
した位相不変周波数点Ｂに於ける位相量が１８０度より
大きくなるのに対し、第１４図に於けるそれは１８０度
より小さくなる．即ち、インバータＩＮＶと入力側抵抗
Ｒｉとゲート・ソース容量Ｃｉとの存在により上記不変
位相周波数を１８０度以上に設定することができる． 尚、この例ではＣｉを５ｐＦ， Ｒｉを２００オームと
したとき上記Ｂは１８０度以上となった．そこで，次に
該位相不変周波数に於ける位相量を１８０度とするため
に、種々計算を行ったところ、上記抵抗Ｒｉの値を１０
８オームとしたとき第４図に示すように求める結果が得
られた．このことから、上記入力側抵抗Ｒｉの値を調整
すれば位相不変周波数点Ｂに於ける位相量を変化するこ
とが出来、ある特定値にてそれを１８０度にすることが
できる． この回路に於いては、出力鱈抵抗Ｒｏｏの値が種々変化
しても当該帰還回路を介してインバータの人力に１８０
度の位相遅延をもってフィードバックする周波数は上連
した位相不変周波数点Ｂにて一定となるから、当該発振
回路の出力周波数は、出力側抵抗Ｒｏｏの値、即ち電源
電圧の変動によるインバータの出力抵抗の変動によって
は変化しない． 又、更に計算を行い，前記第２図及び第３図に示した回
路のコンデンサＣＯに並列に抵抗Ｒｃ （ １ ３キロ
オーム）を接続したところ、第６図のように位相不変周
波数点の位相量を１８０度にもってくることが出来た． この例に於ける上記抵抗Ｒｃは、該位相不変周波数点Ｂ
に於ける位相量が１８０度以上であったものを１８０度
にするものであるから、位相進み回路として作用するも
のである． 即ち、コンデンサＣｇの存在はそれに流れる電流に対し
て端子電圧の位相が９０度遅れるが、これに並列に抵抗
ＲＣを付加することによってコンデンサによる位相遅れ
量を小さくすることが出来、これによって上記位相不変
周波数点の位相址を１８０度に設定したものである． このことから、逆に第１４図に示したように、位相量が
１８０度に満たない場合には、位相遅れ回路を挿入する
ことによりあるいは単に入力側抵抗Ｒｉの値を調整する
ことにより、位相不変周波数点を所望の点に移行するこ
とも出来る．第７図は本発明に係る実施例の結果を示す
図で，その効果を明確にするために、従来の回路につい
ても測定結果を示してあり、（ａ）は電源電圧変動に対
する基準電圧（５Ｖ）からの発振周波数偏位を又、（ｂ
）は水晶振動子Ｘの直列共振周波数「０からの絶対偏位
量を夫々示したものである．尚、実験に用いた回路は同
図＜ａ）に記載したもので、（イ）は第８図にしめした
従来回路、（口）は本発明に係る回路であるが入力抵抗
Ｒｉの値が３３０オームであり正確に前記位相不変化周
波数点Ｂの位相呈が１８０度に一致していないため若干
の周波数変動がみちれるのに対し、（ハ）では該抵抗Ｒ
ｉの値を１０８オームにすることによって殆ど周波数の
変動が無い回路を実現することができた． 又、図示は省略するが第５図、第６図に示した回路によ
っても同様に電源電圧変動に伴う周波数変動を抑圧して
、極めて安定な発振回路を丈現することができる． 以上，本発明のいくつかの実施例について説明したが、
実施にあたってはこの例に限らず種々変形が可能であっ
て、基本的には上述したように帰還回路に関して本発明
に於いて位相不変周波数と称した点のフィードバック位
相量が１８０度となるように回路定数を定めればよい． また、このような効果はインバータ回路に限らずトラン
ジスタを用いたコルビッツ発振回路をはじめとして一般
的な回路に於いても適用可能でありその応用範囲は極め
て広い． （効果） 本発明は以上説明したように、発振回路の帰還回路に於
ける位相不変周波数点のフィードバック位相足が１８０
度あるいはその近傍となるように設定するのみで、電源
電圧の変動等による増幅器の出力抵抗変化に伴う発振周
波数の変動を抑圧し安定した発振周波数を得ることが出
来るので、極めて安価に高精度の発振器を実現する上で
著しい効果がある． 又，ＣＭＯＳインバータ、コンデンサ、抵抗のみで楕戒
できるので集積回路化にあたって極めて都合がよい．
波数の２動を抑圧した允振回路に関するものである． （従来技術） マイクロプロセッサ等のデジタル機器あるいは水晶時計
には安定なデジタルクロック信号が必要であるが、近年
そのための発振回路としてはＮＡＮＤゲートあるいはイ
ンバータを負性インピーダンス、即ち増幅器として用い
たものが一般的である． 特に、インバータとしてＣＭＯＳを用いた回路は低消費
電力化及びＩＣ化に都合がよく、小型腕時計等において
多用されている． その基本的な回路を示せば第８図の通りであって、ＣＭ
ＯＳインバータＩＮＶの入力端子と出力端子との間に帰
還抵抗Ｒｆ及び水品振動子Ｘを並列に接続するとともに
、該水晶振動子Ｘの両端とアースとの間にコンデンサＣ
ｇ， Ｃｄを挿入したもので、ＣＭＯＳインバータＩＮ
ｖと帰還抵抗Ｒ『とで増幅器を、又水晶振動子Ｘとコン
デンサｃｇ， ｃｄとで発振周波数を規定する帰還回路
を形成したものである又、前記ＣＭＯＳインバータＩＮ
Ｖの内部ｊＭ或例を示せば第９図のように、エンハンス
メント型ＰチャネルＭＯＳトランジスタＴｒｉのドレイ
ンＤ１とエンハンスメント型ＮチャネルＭＯＳトランジ
スタＴｒ２のドレインＤ２とを接続し、その接点を出力
とするとともに、両トランジスタのゲートＧｌ， Ｇ２
を並列接続して入力端としたもので、電源Ｖｄｄはトラ
ンジスタ１『１のソースＳ１とトランジスタＴｒ２のソ
ース３２間に印加して使用する． しかし、この種の回路では電源電圧の変動によってトラ
ンジスタの動作電流が変化するため出力インピーダンス
が変動し、これが４４遍回路に影響して発振周波数の安
定度が悪くなるという問題があった． この問題を解決するため従来から種々の対策が施されて
いる．例えば、前記第８図の回路に於いてコンデンサＣ
Ｏ， Ｃｄの値を出来るかぎり大きくして、インバータ
ＩＮＶの入出力インピーダンス変化分の帰還回路への影
響を軽減することによって周波数変動を抑圧したもの、
あるいは第１０図に示すようにＣＭＯＳインバータＪＮ
Ｖの電源ライン正、負夫々に抵抗ＲｄとＲｓを挿入する
ことによって一種の電流負３ｉ還作用を生ぜしめ、ＣＭ
ＯＳインバータＩＮＶに印加する電圧変動を抑圧したも
の、若しくは第１１図に示すようにＣＭＯＳインバータ
ＩＮＶの出力端子とコンデンサＣｄ及び水品振動子Ｘと
の接続点に安定化抵抗Ｒｏｏを挿入することによって、
電源電圧変動に伴うインバータ［ＮＶの出力インピーダ
ンス変動が前記帰還回路に及ぼす影響を軽減し、もって
周波数安定度を高めたものが提案されている． 尚、これら従来の改善案を開示したものとしては、特開
昭５５−２３６９９、特開昭５８−６６０５、特開昭５
３−１４２１５５、特ｆ７；］昭５１８５３５７あるい
は特開昭６３−１３９４０７等がある． しかしながら、これら従来の発振回路では第８図の基本
回路に比べれば、かなりの改善が認められるものの、い
ずれも効果には限界があって，より高い安定度を要する
場合は定電圧回路を付加する他に方法がなかった． 更には、コンデンサの値を大きくする方法では発振領域
が狭くなるのみならず、ＩＣ化する際の妨げとなる．又
電源ラインに抵抗を挿入すれば、該抵抗による電圧降下
分インバ〜タに加わる電圧が小さくなり、電源電圧を有
効に利用することができなくなる等々の欠点を伴うもの
であった．これらの問題は、ＣＭＯＳインバータを用い
た発振回路に限らず、他の形式のインバータをはじめと
して一般にスイッチングする増幅素子を用いた発振回路
に共通する問題であった． 更に、通常のトランジスタ回路増幅器に於いても電源電
圧変動によりその入出力インピーダンスが変化ずるから
、ずくなからず発振周波数に変動を生じ、その対策に苦
慮していた． （発明の目的） 本発明は上述したような発振回路の問題を解決するため
になされたものであって、簡単な方法によって、尤源電
圧変動による発振周波数の変化を極めて小さくした発振
回路を提供することを目的とする． （発明の概要） この目的を達成するために本発明に於いては、上述した
ように負性インピーダンス回路、即ち増幅器の入出力端
子間に水晶振動子等の周波数規定素子を含む帰還回路を
挿入した発振回路に於いて、前記増幅器〈一般に入力容
量をもつ）の入力または出力若しくはその両者とヅ１還
回路との間に所要値の抵抗を挿入することによって、該
帰還回路を介して増幅器の入力端に１８０度の位相遅延
をもってフィードバックする周波数が当該帰還回路にお
ける位相不変周波数となるように横成する．即ち、上記
回路に於いて帰還回路を介してフィードバックする信号
周波数の位相特性には、該帰還回路定数によって定まる
反共振周波数（並列共振周波数）点が含まれ、この点に
於けるフィードバック位相量は帰還回路を含むフィード
バックループ中の抵抗値が変化しても一定不変となり、
しかもこの点の位相量は、増幅器の入力端に挿入した抵
抗値により調整することができる．そこで、本発明に於
いては上記反共振点と考えられる周波数に於けるフィー
ドバック位相量が１８０度若しくはその近傍となるよう
に、即ちこの周波数に於いて当該回路が発振するように
構成することによって、フィードバックループ中の抵抗
値が変動しても発振周波数が変化しないように構成した
ものである． 本発明に於いて４ｉ、上記帰還回路の反共振点と考えら
れる点を位相不変周波数と称する．（実施例） 以下、図示した実施例に基すいて本発明を詳細に説明す
るが、その前に本発明の理解を容易にするために、従来
の発振回路に於ける電源電圧変動による発振周波数の変
動の原因について解析し、本発明を成すに至った経緯を
説明する．先ず、前記第８図に示した２ ０ Ｍ １１
ｚ水晶発振回路に於いて電源電圧を変化した際の増幅
器の出力抵抗変化を測定したところ第１２図に示すよう
に、電圧１．５Ｖから８Ｖに対して４０オームから４０
０オームの広さに互って変化し、又電圧５■の発振周波
数に対して＋４０ｐ１１１１から−４０１）０１の範囲
で変動することが判明した． そこで、前記第１１図に示した発振回路の帰還回路部分
のみを抽出して（第１３図〉その伝達関数を算出すると
、第１４図に示す通りとなる．尚、このときのコンデン
サＣｄ， Ｃ（ｌの値は２６ｐ「、水晶振動子の直列共
振周波数１０は２０Ｈｌｌｚで直列等価容量Ｃ１は２２
．３９ ＸＩＯ ＯＦ、並列容量ＣＯは６，３３ｐＦ
、直列等価抵抗Ｒ１は６．４オーム、容量比Ｃｏ／Ｃｌ
は２８３であり、以下他の測定においても同様である． 第１４図から分ることは、出力側抵抗Ｒｏｏの値が変化
しても位相９０度付近と１８０度付近の二箇所Ａ．Ｂの
点において位相が変化しない点が存在するということで
ある． このうちＡは水晶振動子ＸとコンデンサＣｇとの直列共
振周波数で、Ｂは上記素子に更にコンデンサＣｄが並列
に接続された回路に於ける反共振周波数（並列共振周波
数）に相当するものと考えられ、Ａの点においては帰還
回路のインピーダンスが極めて小さく、又Ｂにおいては
逆に大きくなるので夫々の点に於いてはＲｏｏの値に関
係なく位相量が不変となる， そこで、本発明者はこの位相不変周波数、特にＢの反共
振点に於けるフィードバック位相量が１８０度となるよ
うに設定し、当該回路が位相不変周波数Ｂ点にて発振す
るように設定すれば、出力側のＲｏｏの値、あるいは増
幅器の出力抵抗値が変化しても発振周波数が変化しない
ということを発見し、この事実を積極的に利用したもの
である．以下、その実現手段を検討するためにいくつか
の実験を行ったので詳細に説明する． 第１図は本発明の発振回路の一実施例を示す等価回路図
であって、この例では帰還回路ＦとインバータＩＮＶ回
路（入力容量をもつ〉との間に抵抗Ｒｉ， Ｒｏｏを挿
入したものである．第２図はこの帰還回路Ｆにインバー
タＩＮＶのゲート・ソース間容量Ｃ１を加味した等価回
路図であり５同図のように各定数を定めた等価回路につ
いて伝達関数をｎ出してフィードバック位相特性をグラ
フにすると、第３図となる． この図と前記第１４図とを比較すると、この例では上述
した位相不変周波数点Ｂに於ける位相量が１８０度より
大きくなるのに対し、第１４図に於けるそれは１８０度
より小さくなる．即ち、インバータＩＮＶと入力側抵抗
Ｒｉとゲート・ソース容量Ｃｉとの存在により上記不変
位相周波数を１８０度以上に設定することができる． 尚、この例ではＣｉを５ｐＦ， Ｒｉを２００オームと
したとき上記Ｂは１８０度以上となった．そこで，次に
該位相不変周波数に於ける位相量を１８０度とするため
に、種々計算を行ったところ、上記抵抗Ｒｉの値を１０
８オームとしたとき第４図に示すように求める結果が得
られた．このことから、上記入力側抵抗Ｒｉの値を調整
すれば位相不変周波数点Ｂに於ける位相量を変化するこ
とが出来、ある特定値にてそれを１８０度にすることが
できる． この回路に於いては、出力鱈抵抗Ｒｏｏの値が種々変化
しても当該帰還回路を介してインバータの人力に１８０
度の位相遅延をもってフィードバックする周波数は上連
した位相不変周波数点Ｂにて一定となるから、当該発振
回路の出力周波数は、出力側抵抗Ｒｏｏの値、即ち電源
電圧の変動によるインバータの出力抵抗の変動によって
は変化しない． 又、更に計算を行い，前記第２図及び第３図に示した回
路のコンデンサＣＯに並列に抵抗Ｒｃ （ １ ３キロ
オーム）を接続したところ、第６図のように位相不変周
波数点の位相量を１８０度にもってくることが出来た． この例に於ける上記抵抗Ｒｃは、該位相不変周波数点Ｂ
に於ける位相量が１８０度以上であったものを１８０度
にするものであるから、位相進み回路として作用するも
のである． 即ち、コンデンサＣｇの存在はそれに流れる電流に対し
て端子電圧の位相が９０度遅れるが、これに並列に抵抗
ＲＣを付加することによってコンデンサによる位相遅れ
量を小さくすることが出来、これによって上記位相不変
周波数点の位相址を１８０度に設定したものである． このことから、逆に第１４図に示したように、位相量が
１８０度に満たない場合には、位相遅れ回路を挿入する
ことによりあるいは単に入力側抵抗Ｒｉの値を調整する
ことにより、位相不変周波数点を所望の点に移行するこ
とも出来る．第７図は本発明に係る実施例の結果を示す
図で，その効果を明確にするために、従来の回路につい
ても測定結果を示してあり、（ａ）は電源電圧変動に対
する基準電圧（５Ｖ）からの発振周波数偏位を又、（ｂ
）は水晶振動子Ｘの直列共振周波数「０からの絶対偏位
量を夫々示したものである．尚、実験に用いた回路は同
図＜ａ）に記載したもので、（イ）は第８図にしめした
従来回路、（口）は本発明に係る回路であるが入力抵抗
Ｒｉの値が３３０オームであり正確に前記位相不変化周
波数点Ｂの位相呈が１８０度に一致していないため若干
の周波数変動がみちれるのに対し、（ハ）では該抵抗Ｒ
ｉの値を１０８オームにすることによって殆ど周波数の
変動が無い回路を実現することができた． 又、図示は省略するが第５図、第６図に示した回路によ
っても同様に電源電圧変動に伴う周波数変動を抑圧して
、極めて安定な発振回路を丈現することができる． 以上，本発明のいくつかの実施例について説明したが、
実施にあたってはこの例に限らず種々変形が可能であっ
て、基本的には上述したように帰還回路に関して本発明
に於いて位相不変周波数と称した点のフィードバック位
相量が１８０度となるように回路定数を定めればよい． また、このような効果はインバータ回路に限らずトラン
ジスタを用いたコルビッツ発振回路をはじめとして一般
的な回路に於いても適用可能でありその応用範囲は極め
て広い． （効果） 本発明は以上説明したように、発振回路の帰還回路に於
ける位相不変周波数点のフィードバック位相足が１８０
度あるいはその近傍となるように設定するのみで、電源
電圧の変動等による増幅器の出力抵抗変化に伴う発振周
波数の変動を抑圧し安定した発振周波数を得ることが出
来るので、極めて安価に高精度の発振器を実現する上で
著しい効果がある． 又，ＣＭＯＳインバータ、コンデンサ、抵抗のみで楕戒
できるので集積回路化にあたって極めて都合がよい．
Claims (4)
- （１）等価的に、負性インピーダンス回路の入出力端子
間に水晶振動子等の周波数規定素子を含む帰還回路を接
続した発振回路において、前記負性インピーダンス回路
の出力抵抗成分若しくは該帰還回路と負性インピーダン
ス回路との間の抵抗値が変化しても該帰還回路における
フィードバック位相量が変化しない位相量不変周波数又
はその近傍の周波数が当該発振回路の発振周波数となる
ように各回路定数を設定したことを特徴とする発振回路
。 - （２）等価的に、負性インピーダンス回路の入出力端子
間に水晶振動子等の周波数規定素子を含む帰還回路を接
続した発振回路に於いて、該帰還回路の入出力端と前記
負性インピーダンス回路との間夫々に抵抗ＲｉとＲｏｏ
とを挿入し、該入力側抵抗Ｒｉの値と負性インピーダン
ス回路の入力容量の値を所要値にすることによって、帰
還回路に於ける前記位相量不変周波数に於けるフィード
バック位相量が１８０度又はその近傍となるように各回
路定数を設定したことを特徴とする特許請求の範囲（１
）項記載の発振回路。 - （３）前記負性インピーダンス回路がインバータ回路で
あり、かつ前記帰還回路が圧電振動子Ｘとその両端に二
つのコンデンサを接続したものであることを特徴とする
特許請求の範囲（１）又は（２）項記載の発振回路。 - （４）特許請求の範囲（１）、（２）、又は（３）記載
の発振回路に於いて、その帰還回路に於ける位相量不変
周波数のフィードバック位相量が１８０度又はその近傍
となるように、フィードバックループのいずれかの部位
に位相調整回路を挿入したことを特徴とする発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15899589A JP2881237B2 (ja) | 1989-06-21 | 1989-06-21 | 発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15899589A JP2881237B2 (ja) | 1989-06-21 | 1989-06-21 | 発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0324807A true JPH0324807A (ja) | 1991-02-01 |
| JP2881237B2 JP2881237B2 (ja) | 1999-04-12 |
Family
ID=15683926
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15899589A Expired - Lifetime JP2881237B2 (ja) | 1989-06-21 | 1989-06-21 | 発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2881237B2 (ja) |
-
1989
- 1989-06-21 JP JP15899589A patent/JP2881237B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2881237B2 (ja) | 1999-04-12 |
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