JPH066594Y2 - オ−バ−ト−ン水晶発振回路 - Google Patents
オ−バ−ト−ン水晶発振回路Info
- Publication number
- JPH066594Y2 JPH066594Y2 JP8736787U JP8736787U JPH066594Y2 JP H066594 Y2 JPH066594 Y2 JP H066594Y2 JP 8736787 U JP8736787 U JP 8736787U JP 8736787 U JP8736787 U JP 8736787U JP H066594 Y2 JPH066594 Y2 JP H066594Y2
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- Japan
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- circuit
- mos inverter
- overtone
- input
- oscillation
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 Ａ．産業上の利用分野 この考案はＣ−ＭＯＳインバータを使用したオーバート
ーン水晶発振回路に関する。
ーン水晶発振回路に関する。
Ｂ．考案の概要 この考案はオーバートーン水晶発振回路において、 Ｃ−ＭＯＳインバータを用いたコルピッツ型発振回路の
Ｃ−ＭＯＳのゲート入力端に低インピーダンスのゲート
入力バイアス素子を接続したことにより、 構成が簡単で、かつ周囲の環境の影響に左右されないで
安定なオーバートーン発振を起振することができるよう
にしたものである。
Ｃ−ＭＯＳのゲート入力端に低インピーダンスのゲート
入力バイアス素子を接続したことにより、 構成が簡単で、かつ周囲の環境の影響に左右されないで
安定なオーバートーン発振を起振することができるよう
にしたものである。
Ｃ．従来の技術 近年、ＩＣの高速化に伴い、高周波で、かつ安定した発
振器の要望が高まっている。高周波で、かつ安定に発振
させるためには、従来では、高周波数でも充分利得が得
られるトランジスタを増幅器として用いた水晶発振回路
に同調回路（ＬＣ同調回路）を接続して、オーバートー
ン発振をさせる手段が主流であった。このトランジスタ
を増幅器とするオーバートーン発振回路は回路構成が極
めて煩雑になり、かつ定数設定が難しい問題があった。
なお、第８図はＣ−ＭＯＳインバータを増幅器として用
いたコルピッツ型水晶発振回路を示したもので同図にお
いて、１、２はＣ−ＭＯＳインバータで、Ｃ−ＭＯＳイ
ンバータ１は増幅器として使用され、フィードバック高
抵抗Rfにより増幅度が決定されるようになっている。Ｘ
talは水晶振動子、C1,C2はコンデンサ、Ｃ−ＭＯＳイン
バータ２はバッファである。なお、Rfの抵抗値としては
通常１０6〜１０7(Ω)オーダーの抵抗が使用される。ま
た、Ｃ−ＭＯＳインバータ２は発振回路に負荷を接続し
た場合に、負荷の影響が発振回路に及ばないようにする
ものである。
振器の要望が高まっている。高周波で、かつ安定に発振
させるためには、従来では、高周波数でも充分利得が得
られるトランジスタを増幅器として用いた水晶発振回路
に同調回路（ＬＣ同調回路）を接続して、オーバートー
ン発振をさせる手段が主流であった。このトランジスタ
を増幅器とするオーバートーン発振回路は回路構成が極
めて煩雑になり、かつ定数設定が難しい問題があった。
なお、第８図はＣ−ＭＯＳインバータを増幅器として用
いたコルピッツ型水晶発振回路を示したもので同図にお
いて、１、２はＣ−ＭＯＳインバータで、Ｃ−ＭＯＳイ
ンバータ１は増幅器として使用され、フィードバック高
抵抗Rfにより増幅度が決定されるようになっている。Ｘ
talは水晶振動子、C1,C2はコンデンサ、Ｃ−ＭＯＳイン
バータ２はバッファである。なお、Rfの抵抗値としては
通常１０6〜１０7(Ω)オーダーの抵抗が使用される。ま
た、Ｃ−ＭＯＳインバータ２は発振回路に負荷を接続し
た場合に、負荷の影響が発振回路に及ばないようにする
ものである。
上記のようなＣ−ＭＯＳインバータを増幅器としたコル
ピッツ型水晶発振回路においても、図示しないが、ＬＣ
同調回路を接続して、オーバートーン発振させる手段も
考えられている。
ピッツ型水晶発振回路においても、図示しないが、ＬＣ
同調回路を接続して、オーバートーン発振させる手段も
考えられている。
Ｄ．考案が解決しようとする問題点 Ｃ−ＭＯＳインバータを増幅器としたコルピッツ型水晶
発振回路にＬＣ同調回路を接続して、オーバートーン発
振を起振させると以下に述べるような問題が発生するた
め好ましくない。
発振回路にＬＣ同調回路を接続して、オーバートーン発
振を起振させると以下に述べるような問題が発生するた
め好ましくない。
ＬＣ同調回路を接続しても、同調回路としてのＱ値はあ
まり大きな値にならないため、増幅段へ帰還される周波
数が不安定となる。このため、出力周波数も不安定とな
る。特にコイルＬに関しては温度変化による影響が極め
て大きいので、同調周波数が変化する恐れがある。
まり大きな値にならないため、増幅段へ帰還される周波
数が不安定となる。このため、出力周波数も不安定とな
る。特にコイルＬに関しては温度変化による影響が極め
て大きいので、同調周波数が変化する恐れがある。
Ｅ．問題点を解決するための手段 この考案は相補型ＭＯＳＦＥＴからなるＣ−ＭＯＳイン
バータの入出力端間に、水晶振動子と帰還抵抗を接続す
るとともに、Ｃ−ＭＯＳインバータの入出力端と接地間
にコンデンサを接続したコルピッツ型発振回路を設け、
電源と接地間に直列接続した低インピーダンスのゲート
入力バイアス素子からなる直列回路を設け、この直列回
路の共通接続点を前記発振回路のＣ−ＭＯＳインバータ
の入力端に接続したものである。
バータの入出力端間に、水晶振動子と帰還抵抗を接続す
るとともに、Ｃ−ＭＯＳインバータの入出力端と接地間
にコンデンサを接続したコルピッツ型発振回路を設け、
電源と接地間に直列接続した低インピーダンスのゲート
入力バイアス素子からなる直列回路を設け、この直列回
路の共通接続点を前記発振回路のＣ−ＭＯＳインバータ
の入力端に接続したものである。
Ｆ．作用 発振回路のＣ−ＭＯＳインバータの入力ゲートに、低イ
ンピーダンスのゲート入力バイアス素子によりバイアス
電圧を印加することにより、水晶振動子からみた回路側
の入力インピーダンスが小さくなる。このため、水晶振
動子は高周波起振（高次オーバートーン）へと移行して
いく。すなわち、Ｃ−ＭＯＳインバータの高周波におい
て利得が低下していくことから３倍オーバートーン周波
数における負性抵抗が基本波にこける負性抵抗より大き
くなるため３倍オーバートーンで発振することになる。
ンピーダンスのゲート入力バイアス素子によりバイアス
電圧を印加することにより、水晶振動子からみた回路側
の入力インピーダンスが小さくなる。このため、水晶振
動子は高周波起振（高次オーバートーン）へと移行して
いく。すなわち、Ｃ−ＭＯＳインバータの高周波におい
て利得が低下していくことから３倍オーバートーン周波
数における負性抵抗が基本波にこける負性抵抗より大き
くなるため３倍オーバートーンで発振することになる。
Ｇ．実施例 以下図面を参照してこの考案の一実施例を説明する。
第１図において、１は増幅段のＣ−ＭＯＳインバータ、
２はバッファのＣ−ＭＯＳインバータであり、Ｃ−ＭＯ
Ｓインバータ１の入出力端間に水晶振動子Ｘtalを、か
つＣ−ＭＯＳインバータ１の入出力端と接地間にコンデ
ンサＣ1,C2をそれぞれ接続してコルピッツ型発振回路を
形成する。
２はバッファのＣ−ＭＯＳインバータであり、Ｃ−ＭＯ
Ｓインバータ１の入出力端間に水晶振動子Ｘtalを、か
つＣ−ＭＯＳインバータ１の入出力端と接地間にコンデ
ンサＣ1,C2をそれぞれ接続してコルピッツ型発振回路を
形成する。
ＲA,RBはゲート入力バイアス素子となる直列接続した低
抵抗で、この抵抗ＲA,RBの直列回路は電源と接地間に接
続される。低抵抗ＲA,RBの直列回路の共通接続点はＣ−
ＭＯＳインバータ１の入力端（入力ゲート）に接続され
る。この共通接続点の電位（バイアス電圧）は抵抗値を
選定して、スレッシュホールド電圧ＶTH（＝ＶDD／２）
になるようにする。ＶDDは電源の電圧である。なお、Ｒ
A,RBの抵抗値は３倍オーバートーン発振が可能となるよ
うな値で、且つＲA=RBに選定される。
抵抗で、この抵抗ＲA,RBの直列回路は電源と接地間に接
続される。低抵抗ＲA,RBの直列回路の共通接続点はＣ−
ＭＯＳインバータ１の入力端（入力ゲート）に接続され
る。この共通接続点の電位（バイアス電圧）は抵抗値を
選定して、スレッシュホールド電圧ＶTH（＝ＶDD／２）
になるようにする。ＶDDは電源の電圧である。なお、Ｒ
A,RBの抵抗値は３倍オーバートーン発振が可能となるよ
うな値で、且つＲA=RBに選定される。
上記のように構成された実施例の動作を述べる。
コルピッツ型水晶発振回路のＣ−ＭＯＳインバータ１の
入力ゲートに低抵抗ＲA,RBによりバイアス電圧を印加す
ると、第２図に示すように水晶振動子Ｘtalから見た回
路側の入力インピーダンスＺinが小さくなるため、水晶
振動子Ｘtalは高周波起振（高次オーバートーン）へと
移行して行く。オーバートーン起振するには、Ｃ−ＭＯ
Ｓインバータ１の高周波における利得が低下して行くこ
とから、３倍オーバートーン周波数における負性抵抗が
基本波における負性抵抗により大きくなるため３倍オー
バートーンで発振されるようになる。
入力ゲートに低抵抗ＲA,RBによりバイアス電圧を印加す
ると、第２図に示すように水晶振動子Ｘtalから見た回
路側の入力インピーダンスＺinが小さくなるため、水晶
振動子Ｘtalは高周波起振（高次オーバートーン）へと
移行して行く。オーバートーン起振するには、Ｃ−ＭＯ
Ｓインバータ１の高周波における利得が低下して行くこ
とから、３倍オーバートーン周波数における負性抵抗が
基本波における負性抵抗により大きくなるため３倍オー
バートーンで発振されるようになる。
第３図はクロック用Ｃ−ＭＯＳインバータに、この考案
を適用した実施例を示す回路図で、この第３図において
は帰還抵抗Ｒfなる高抵抗（ゲート・ドレイン間バイア
ス抵抗）が内蔵されている場合でも、この実施例で第１
図と同様に低抵抗ＲA,RBによってバイアスをＣ−ＭＯＳ
インバータ１の入力ゲートに印加すれば３倍オーバート
ーン発振が可能となる。従って、帰還抵抗Ｒf内蔵タイ
プのＣ−ＭＯＳインバータでも３倍オーバートーン発振
は可能になる。
を適用した実施例を示す回路図で、この第３図において
は帰還抵抗Ｒfなる高抵抗（ゲート・ドレイン間バイア
ス抵抗）が内蔵されている場合でも、この実施例で第１
図と同様に低抵抗ＲA,RBによってバイアスをＣ−ＭＯＳ
インバータ１の入力ゲートに印加すれば３倍オーバート
ーン発振が可能となる。従って、帰還抵抗Ｒf内蔵タイ
プのＣ−ＭＯＳインバータでも３倍オーバートーン発振
は可能になる。
ここで、第３図における低抵抗ＲA,RBをＺA,ZB（ゲート
入力バイアス素子）とした回路図を第４図に示す。この
第４図において、３倍オーバートーン発振を可能とする
には次式が成立する。但し、ＶTHはスレッシュホールド
電圧である。
入力バイアス素子）とした回路図を第４図に示す。この
第４図において、３倍オーバートーン発振を可能とする
には次式が成立する。但し、ＶTHはスレッシュホールド
電圧である。
Ｚ11＝ＺA／／ＺBＺA・ＺB／ＺA＋ZB…（１） ＶTH＝ＺB・ＶDD／ＺA＋ＺB…（２） 次に第２図の等価回路と同様にして第４図の等価回路を
示すと第５図になる。第５図において、Ｚ1は従来のＣ
−ＭＯＳインバータによるコルピッツ型水晶発振回路の
水晶振動子から見た回路側インピーダンスである。Ｚin
はゲート入力バイアス素子ＺA,ZBを接続したときの水晶
振動子から見た回路側インピーダンスである。
示すと第５図になる。第５図において、Ｚ1は従来のＣ
−ＭＯＳインバータによるコルピッツ型水晶発振回路の
水晶振動子から見た回路側インピーダンスである。Ｚin
はゲート入力バイアス素子ＺA,ZBを接続したときの水晶
振動子から見た回路側インピーダンスである。
Ｚin＝Ｚ11／／Ｚ1＝Ｚ11・Ｚ1／Z11＋Ｚ1…（３） 上記のことからＺ11の大小，発振角周波数ω、負性抵抗
ＲLの関係をグラフに示すと第６図のようになる。この
第６図において、ωC＝ω（ＲL＝０のとき）で、ωCが
ω1＜ωC＜３ω1を満たすと、３倍オーバートーン発振
が可能となり、３ω1＜ωC＜５ω1を満たすと５倍オー
バートーン発振が可能となる。但し、ω1は水晶振動子
の基本波共振角周波数である。
ＲLの関係をグラフに示すと第６図のようになる。この
第６図において、ωC＝ω（ＲL＝０のとき）で、ωCが
ω1＜ωC＜３ω1を満たすと、３倍オーバートーン発振
が可能となり、３ω1＜ωC＜５ω1を満たすと５倍オー
バートーン発振が可能となる。但し、ω1は水晶振動子
の基本波共振角周波数である。
第６図の特性図からより高周波数の出力を得る場合には
第１図と第３図に示す実施例では、ＲA＝ＲBの低抵抗を
極めて小さな値にする必要がある。ＲA，ＲBを極めて小
さい値にすると電源（ＶDD）から接地へ流れる電流が大
きくなる。このため、消費電力が無視出来なくなる。こ
の消費電力を改善した実施例を次に述べる。
第１図と第３図に示す実施例では、ＲA＝ＲBの低抵抗を
極めて小さな値にする必要がある。ＲA，ＲBを極めて小
さい値にすると電源（ＶDD）から接地へ流れる電流が大
きくなる。このため、消費電力が無視出来なくなる。こ
の消費電力を改善した実施例を次に述べる。
第７図が低消費電力のＣ−ＭＯＳインバータによる３倍
オーバートーン水晶発振回路の実施例である。第７図に
おいて、Ｃ−ＭＯＳインバータ１の入力ゲートに低抵抗
ＲAとツェナーダイオードＤZからなる直列回路を設け、
この直列回路の共通接続点をＣ−ＭＯＳインバータ１の
入力ゲートに接続する。このとき、バイアス電圧がＣ−
ＭＯＳインバータのスレッシュホールド電圧ＶTHになる
ように選定する。ツェナーダイオードＤZのインピーダ
ンスは非常に大きいので、ＲAの値を小さくしても電流
は流れなく、発振周波数の決定はＲAのみに依存するこ
とになる。３倍オーバートーン発振を行わせるＲAの値
をＲA＝Ｒ2とすれば、第１図，第３図の場合のバイアス
抵抗値ＲA＝ＲB＝Ｒ1と比較した場合、Ｒ2とＲ1とは次
の如き式になる。
オーバートーン水晶発振回路の実施例である。第７図に
おいて、Ｃ−ＭＯＳインバータ１の入力ゲートに低抵抗
ＲAとツェナーダイオードＤZからなる直列回路を設け、
この直列回路の共通接続点をＣ−ＭＯＳインバータ１の
入力ゲートに接続する。このとき、バイアス電圧がＣ−
ＭＯＳインバータのスレッシュホールド電圧ＶTHになる
ように選定する。ツェナーダイオードＤZのインピーダ
ンスは非常に大きいので、ＲAの値を小さくしても電流
は流れなく、発振周波数の決定はＲAのみに依存するこ
とになる。３倍オーバートーン発振を行わせるＲAの値
をＲA＝Ｒ2とすれば、第１図，第３図の場合のバイアス
抵抗値ＲA＝ＲB＝Ｒ1と比較した場合、Ｒ2とＲ1とは次
の如き式になる。
Ｒ2＝２Ｒ1……（４） なお、使用するツェナーダイオードＤZのツェナー電圧
はＣ−ＭＯＳインバータのスレッシュホールド電圧にな
るものを使用するか、スレッシュホールド電圧がツェナ
ーダイオードのツェナー電圧に一致するように電源電圧
ＶDDを調整すれば良い。
はＣ−ＭＯＳインバータのスレッシュホールド電圧にな
るものを使用するか、スレッシュホールド電圧がツェナ
ーダイオードのツェナー電圧に一致するように電源電圧
ＶDDを調整すれば良い。
上述した第１図，第３図及び第７図に示した実施例を用
いることにより、Ｃ−ＭＯＳインバータを用いたオーバ
ートーン水晶発振回路を確実に発振させることができる
ようになる。このため、最近のようにＣ−ＭＯＳの高速
化が進んで来たことにも充分対応が可能になった。ま
た、トランジスタを使用したオーバートーン発振回路の
ように煩雑な回路ではないため、回路定数の決定が容易
で、かつ小型化、量産化、低価格に対しても優れてい
る。さらに、ＬＣ同調回路を使用した場合とは異なり、
コイルを使用しないために、周囲環境の変化に対しても
安定な発振を行わせることができる。
いることにより、Ｃ−ＭＯＳインバータを用いたオーバ
ートーン水晶発振回路を確実に発振させることができる
ようになる。このため、最近のようにＣ−ＭＯＳの高速
化が進んで来たことにも充分対応が可能になった。ま
た、トランジスタを使用したオーバートーン発振回路の
ように煩雑な回路ではないため、回路定数の決定が容易
で、かつ小型化、量産化、低価格に対しても優れてい
る。さらに、ＬＣ同調回路を使用した場合とは異なり、
コイルを使用しないために、周囲環境の変化に対しても
安定な発振を行わせることができる。
Ｈ．考案の効果 以上述べたように、この考案によれば、Ｃ−ＭＯＳイン
バータを増幅器としたコルピッツ型水晶発振回路におい
て、Ｃ−ＭＯＳインバータの入力ゲートにバイアス素子
を用いてバイアス電圧を印加することにより、水晶振動
子側から見た回路インピーダンスを小さくして、安定な
オーバートーン発振を起振することができる。
バータを増幅器としたコルピッツ型水晶発振回路におい
て、Ｃ−ＭＯＳインバータの入力ゲートにバイアス素子
を用いてバイアス電圧を印加することにより、水晶振動
子側から見た回路インピーダンスを小さくして、安定な
オーバートーン発振を起振することができる。
第１図はこの考案の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の等価回路図、第３図はこの考案の第２実施例を示
す回路図、第４図はゲート入力バイアス素子を用いたと
きの回路図、第５図は第４図の等価回路図、第６図は周
波数対負性抵抗特性図、第７図はこの考案の第３実施例
を示す回路図、第８図は従来例の回路図である。 １，２……Ｃ−ＭＯＳインバータ、ＲA，ＲB……低抵
抗、Ｘtal……水晶発振器、Ｃ1，Ｃ2……コンデンサ、
Ｒf……帰還抵抗。
１図の等価回路図、第３図はこの考案の第２実施例を示
す回路図、第４図はゲート入力バイアス素子を用いたと
きの回路図、第５図は第４図の等価回路図、第６図は周
波数対負性抵抗特性図、第７図はこの考案の第３実施例
を示す回路図、第８図は従来例の回路図である。 １，２……Ｃ−ＭＯＳインバータ、ＲA，ＲB……低抵
抗、Ｘtal……水晶発振器、Ｃ1，Ｃ2……コンデンサ、
Ｒf……帰還抵抗。
Claims (2)
- 【請求項１】相補型ＭＯＳＦＥＴからなるＣ−ＭＯＳイ
ンバータの入出力端間に、水晶振動子を接続するととも
に、Ｃ−ＭＯＳインバータの入出力端と接地間にコンデ
ンサを接続したコルピッツ型発振回路を設け、電源と接
地間に直列接続した低インピーダンスのゲート入力バイ
アス素子からなる直列回路を設け、この直列回路の共通
接続点を前記発振回路のＣ−ＭＯＳインバータの入力端
に接続するとともに、その共通接続点の電位をスレシュ
ホールド電圧となるようにしたことを特徴とするオーバ
ートーン水晶発振回路。 - 【請求項２】前記直列回路はツェナーダイオードと抵抗
からなることを特徴とする実用新案登録請求の範囲第１
項に記載のオーバートーン水晶発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8736787U JPH066594Y2 (ja) | 1987-06-05 | 1987-06-05 | オ−バ−ト−ン水晶発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8736787U JPH066594Y2 (ja) | 1987-06-05 | 1987-06-05 | オ−バ−ト−ン水晶発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63196109U JPS63196109U (ja) | 1988-12-16 |
| JPH066594Y2 true JPH066594Y2 (ja) | 1994-02-16 |
Family
ID=30944509
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8736787U Expired - Lifetime JPH066594Y2 (ja) | 1987-06-05 | 1987-06-05 | オ−バ−ト−ン水晶発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH066594Y2 (ja) |
-
1987
- 1987-06-05 JP JP8736787U patent/JPH066594Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63196109U (ja) | 1988-12-16 |
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