JPH0324992B2 - - Google Patents
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- JPH0324992B2 JPH0324992B2 JP59094330A JP9433084A JPH0324992B2 JP H0324992 B2 JPH0324992 B2 JP H0324992B2 JP 59094330 A JP59094330 A JP 59094330A JP 9433084 A JP9433084 A JP 9433084A JP H0324992 B2 JPH0324992 B2 JP H0324992B2
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S1/00—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith
- G01S1/02—Beacons or beacon systems transmitting signals having a characteristic or characteristics capable of being detected by non-directional receivers and defining directions, positions, or position lines fixed relatively to the beacon transmitters; Receivers co-operating therewith using radio waves
- G01S1/08—Systems for determining direction or position line
- G01S1/20—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems
- G01S1/24—Systems for determining direction or position line using a comparison of transit time of synchronised signals transmitted from non-directional antennas or antenna systems spaced apart, i.e. path-difference systems the synchronised signals being pulses or equivalent modulations on carrier waves and the transit times being compared by measuring the difference in arrival time of a significant part of the modulations, e.g. LORAN systems
- G01S1/245—Details of receivers cooperating therewith, e.g. determining positive zero crossing of third cycle in LORAN-C
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/0807—Details of the phase-locked loop concerning mainly a recovery circuit for the reference signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
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- H03L7/14—Details of the phase-locked loop for assuring constant frequency when supply or correction voltages fail
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
《産業上の利用分野》
この発明は、ロランＣ信号を捕捉するサンプリ
ングパルスをロランＣ信号に位相同期させるロラ
ンＣ信号の位相追尾装置に関する。
ングパルスをロランＣ信号に位相同期させるロラ
ンＣ信号の位相追尾装置に関する。
《発明の背景》
双曲線電波航法の一つであるロランは、一つの
主局に対し２以上の従局で一つのチエーンを形成
しており、これらのロラン送信局のうち、主局は
第１図ａのＭで示す如く、９個のロランパルスを
発生し、従局は同じくS1，S2で示す如く、８個の
ロランパルスを送信する。
主局に対し２以上の従局で一つのチエーンを形成
しており、これらのロラン送信局のうち、主局は
第１図ａのＭで示す如く、９個のロランパルスを
発生し、従局は同じくS1，S2で示す如く、８個の
ロランパルスを送信する。
そして、各送信局は各々のチエーン毎に定めら
れた繰り返し周期（日本海域では、99.7ms）で
上記ロランパルス列を発生する。また、各従局
は、主局の送信パルスに対して、各従局毎に異な
る遅延時間（コーデイング・デイレー）をもつて
従局パルスを発生する。
れた繰り返し周期（日本海域では、99.7ms）で
上記ロランパルス列を発生する。また、各従局
は、主局の送信パルスに対して、各従局毎に異な
る遅延時間（コーデイング・デイレー）をもつて
従局パルスを発生する。
更に、上記各ロランパルス列は、第１図ｂに示
される如く、パルス幅が200μs、パルス間隔が
1ms（ただし、主局パルスの８パルス目と９パル
ス目との間隔は2msである）であり、更に、第１
図ｃに示す如く、各ロランパルスは100KHzの搬
送波Caを含んでいる。
される如く、パルス幅が200μs、パルス間隔が
1ms（ただし、主局パルスの８パルス目と９パル
ス目との間隔は2msである）であり、更に、第１
図ｃに示す如く、各ロランパルスは100KHzの搬
送波Caを含んでいる。
そして、ロラン受信機においては、受信信号中
の主局パルスＭおよび従局パルスS1，S2を捕捉
し、これを追尾するとともに、主局パルスに対す
る従局パルスの受信時間差T1，T2を求め、ロラ
ンテーブルに基づいて前記受信時間差T1，T2に
対応するロラン双曲線の交点を求めることによつ
て受信位置を測定する構成となつている。
の主局パルスＭおよび従局パルスS1，S2を捕捉
し、これを追尾するとともに、主局パルスに対す
る従局パルスの受信時間差T1，T2を求め、ロラ
ンテーブルに基づいて前記受信時間差T1，T2に
対応するロラン双曲線の交点を求めることによつ
て受信位置を測定する構成となつている。
近年、ロランＣを航空機や車両に適用しようと
いう提案がなされ、これらの場合、受信機側の移
動速度が速く、しかも雑音に埋もれたロラン信号
を追尾する必要性から、デイジタルPLL（Phase
Locked Loop）を使用したものが提案されてい
る（電子通信学会宇宙航行エレクトロニクス研究
会資料SANE81−34「航空機用ロラン受信機の自
動化と受信結果について」参照）。
いう提案がなされ、これらの場合、受信機側の移
動速度が速く、しかも雑音に埋もれたロラン信号
を追尾する必要性から、デイジタルPLL（Phase
Locked Loop）を使用したものが提案されてい
る（電子通信学会宇宙航行エレクトロニクス研究
会資料SANE81−34「航空機用ロラン受信機の自
動化と受信結果について」参照）。
第２図は上記のようなデイジタルPLLを用い
た位相追尾装置の構成を示すブロツク図である。
た位相追尾装置の構成を示すブロツク図である。
高周波増幅器１を介して受信されたロランＣ信
号は、リミツタ回路２において、受信信号のサイ
クルに対応した２値信号に変換されて出力され
る。
号は、リミツタ回路２において、受信信号のサイ
クルに対応した２値信号に変換されて出力され
る。
そして、この２値信号はランダムウオークフイ
ルタ（以下、RWFと略す）４において、ノイズ
等による影響を平均化し、積分ループ５、比例ル
ープ６を介してサンプリングパルス発生部７へ入
力される。
ルタ（以下、RWFと略す）４において、ノイズ
等による影響を平均化し、積分ループ５、比例ル
ープ６を介してサンプリングパルス発生部７へ入
力される。
サンプリングパルス発生部７においては、入力
に基づいて、２値量子化位相比較器３へ比較信号
を供給する。この比較信号は、ロランＣ信号のサ
ンプリングパルスとして用いられる。
に基づいて、２値量子化位相比較器３へ比較信号
を供給する。この比較信号は、ロランＣ信号のサ
ンプリングパルスとして用いられる。
このような位相追尾装置の位相追尾特性は、
RWF４によつて決定される。このRWFは、例え
ば第３図に示すように、アツプダウンカウンタ４
１とＮリセツト回路４２とから構成されている。
RWF４によつて決定される。このRWFは、例え
ば第３図に示すように、アツプダウンカウンタ４
１とＮリセツト回路４２とから構成されている。
アツプダウンカウンタ４１は、予めＮリセツト
回路４２の出力によつて、カウント値がＮにリセ
ツトされており、２値量子化位相比較器３から出
力される。位相進み・遅れに対応する２値化出力
u+，u-によつてアツプカウント・ダウンカウン
トがなされる。
回路４２の出力によつて、カウント値がＮにリセ
ツトされており、２値量子化位相比較器３から出
力される。位相進み・遅れに対応する２値化出力
u+，u-によつてアツプカウント・ダウンカウン
トがなされる。
そして、カウント値が2Nもしくは０になると、
出力U+もしくはU-を発生し、これに応答してＮ
リセツト回路４２によつて再びカウント値がＮに
リセツトされる。
出力U+もしくはU-を発生し、これに応答してＮ
リセツト回路４２によつて再びカウント値がＮに
リセツトされる。
第４図は、受信信号中にノイズが含まれている
場合に、２値量子位相比較器３から位相進みを表
わす信号u+が出力される確率を、入力信号と比
較信号との位相差φについて表わしたものであ
る。
場合に、２値量子位相比較器３から位相進みを表
わす信号u+が出力される確率を、入力信号と比
較信号との位相差φについて表わしたものであ
る。
雑音のない理想状態では、0゜≦φ＜180゜の範囲
で確率が1.0となり、−180＜φ＜0゜の範囲で確率
が０となる特性であれば、位相の検出を誤りなく
行なうことができる。
で確率が1.0となり、−180＜φ＜0゜の範囲で確率
が０となる特性であれば、位相の検出を誤りなく
行なうことができる。
しかし、雑音が存在する場合には、Ｓ／Ｎの比
によつて、その確率が１より小さくなる。同図破
線で示す特性は、Ｓ／Ｎ＝＋20dBの場合の特性
を示し、同図実線で示す特性はＳ／Ｎ＝0dBの場
合の特性を示すものである。Ｓ／Ｎ＝＋20dBの
場合には、略理想特性に近い特性を示し、Ｓ／Ｎ
＝0dBでは、φ＝±90゜のときに確率がピークと
なる。
によつて、その確率が１より小さくなる。同図破
線で示す特性は、Ｓ／Ｎ＝＋20dBの場合の特性
を示し、同図実線で示す特性はＳ／Ｎ＝0dBの場
合の特性を示すものである。Ｓ／Ｎ＝＋20dBの
場合には、略理想特性に近い特性を示し、Ｓ／Ｎ
＝0dBでは、φ＝±90゜のときに確率がピークと
なる。
特に、受信信号中のキヤリアの０クロス点にお
いては、信号レベルが０となるため、この点にお
ける確率は1/2、すなわち、進み・遅れの信号を
出す確率はそれぞれ1/2となる。
いては、信号レベルが０となるため、この点にお
ける確率は1/2、すなわち、進み・遅れの信号を
出す確率はそれぞれ1/2となる。
このように、受信信号中に雑音が含まれている
場合でも、雑音がないときのような理想特性を実
現するためには、第５図に示すような入力確率−
出力確率の変換特性を有するループフイルタが必
要となり、このような特性を持つ代表的なループ
フイルタとして上記RWF４がある。
場合でも、雑音がないときのような理想特性を実
現するためには、第５図に示すような入力確率−
出力確率の変換特性を有するループフイルタが必
要となり、このような特性を持つ代表的なループ
フイルタとして上記RWF４がある。
実際のRWF４の確率変換特性は、第６図に示
すような特性となる（ただし、Ｎ＝８の場合）。
すような特性となる（ただし、Ｎ＝８の場合）。
また、同図中破線で示されるＱは、アツプダウ
ンカウンタ４１のカウント値が2Nになるのに要
する入力パルスの平均個数で、u+の入力確率が
１／２のとき最大となり、この最大値QMAX＝N2であ
る。なお、U+は、カウント値が2Nとなる確率を
表わす。
ンカウンタ４１のカウント値が2Nになるのに要
する入力パルスの平均個数で、u+の入力確率が
１／２のとき最大となり、この最大値QMAX＝N2であ
る。なお、U+は、カウント値が2Nとなる確率を
表わす。
このようなデイジタルPLLを用いた位相追尾
装置は、例えば、ロランＣ受信機を構成する３サ
イクル検出装置によつて、ロランパルス中の搬送
波の３サイクル目が検出された後に、受信機の移
動に伴つてその３サイクル目の受信タイミングが
変動するのに対応して、サンプリングパルスの位
相追尾を行なう構成となつている。
装置は、例えば、ロランＣ受信機を構成する３サ
イクル検出装置によつて、ロランパルス中の搬送
波の３サイクル目が検出された後に、受信機の移
動に伴つてその３サイクル目の受信タイミングが
変動するのに対応して、サンプリングパルスの位
相追尾を行なう構成となつている。
しかしながら、上記従来のロランＣ信号の位相
追尾装置は、ループフイルタ（上記従来例ではラ
ンダムウオークフイルタ）の定数が一定であるた
め、受信信号のSN比が−∞dB〜百数＋dBと極
めて広範囲にわたつて変化するのに加えて、ロラ
ンＣ受信機を比較的高速で移動する車両や航空機
に搭載した場合には、受信地点の移動に伴つて、
ロランＣ信号中の搬送波の位相変化や、装置内に
内蔵されたクロツクの誤差による比較信号の位相
変化等に対応できず、充分な位相追尾精度を保つ
ことができなくなつてしまう。
追尾装置は、ループフイルタ（上記従来例ではラ
ンダムウオークフイルタ）の定数が一定であるた
め、受信信号のSN比が−∞dB〜百数＋dBと極
めて広範囲にわたつて変化するのに加えて、ロラ
ンＣ受信機を比較的高速で移動する車両や航空機
に搭載した場合には、受信地点の移動に伴つて、
ロランＣ信号中の搬送波の位相変化や、装置内に
内蔵されたクロツクの誤差による比較信号の位相
変化等に対応できず、充分な位相追尾精度を保つ
ことができなくなつてしまう。
《発明の目的》
この発明の目的は、受信信号のSN比の悪い状
態でも、精度良く位相追尾を行なうことができ、
かつSN比の良い状態では、更に位相追尾精度を
向上させることのできるロランＣ信号の追尾装置
を提供することにある。
態でも、精度良く位相追尾を行なうことができ、
かつSN比の良い状態では、更に位相追尾精度を
向上させることのできるロランＣ信号の追尾装置
を提供することにある。
《発明の構成》
本発明の構成を第７図を用いて説明する。
受信手段１００は、ロランＣ信号を受信し、該
受信信号を出力する。
受信信号を出力する。
比較信号発生手段１０６は、予め定められたロ
ランＣ信号のパルス列周期に同期して比較信号を
発生する。
ランＣ信号のパルス列周期に同期して比較信号を
発生する。
位相比較手段１０７は、上記比較信号と上記受
信信号との位相比較を行う。
信信号との位相比較を行う。
ループフイルタ１０５は、上記位相比較手段に
よる比較結果に基づいて、上記比較信号の位相を
上記受信信号の位相に一致するように補正する。
よる比較結果に基づいて、上記比較信号の位相を
上記受信信号の位相に一致するように補正する。
サンプリング手段１０１は、上記受信信号を所
定位相角において繰り返しサンプリングする。
定位相角において繰り返しサンプリングする。
大小判別手段１０２は、上記サンプリング値が
基準値より大きいかまたは小さいかを判別する。
基準値より大きいかまたは小さいかを判別する。
大小頻度検出手段１０３は、上記基準値より大
きいサンプリング値が求められる頻度と基準値よ
り小さいサンプリング値が得られる頻度を求め
る。
きいサンプリング値が求められる頻度と基準値よ
り小さいサンプリング値が得られる頻度を求め
る。
定数制御手段１０４は、上記求められた頻度に
基づいてループフイルタの定数を変変える。
基づいてループフイルタの定数を変変える。
《実施例の説明》
第８図は本発明の一実施例の構成を示すブロツ
ク図である。
ク図である。
量子化回路１１は、前記第２図に示したリミツ
タ回路２と同様に、受信されるロランＣ信号のサ
イクルに一致した“１”，“０”の２値化信号S1を
出力する。
タ回路２と同様に、受信されるロランＣ信号のサ
イクルに一致した“１”，“０”の２値化信号S1を
出力する。
位相比較器１２は、前記２値量子化位相比較器
３と同様に、入力される２値信号S1の位相と、分
周回路１７から入力される比較信号S2との位相比
較を行ない、進み信号u+および遅れ信号u-を出
力する。
３と同様に、入力される２値信号S1の位相と、分
周回路１７から入力される比較信号S2との位相比
較を行ない、進み信号u+および遅れ信号u-を出
力する。
ループフイルタ１３は、第３図に示したものと
同一構成のランダム・ウオークフイルタである。
同一構成のランダム・ウオークフイルタである。
ループフイルタ１３の出力は、パルス加減回路
１８に供給されており、このパルス加減回路１８
は、クロツク発生器１９からのクロツク信号中の
パルス数を加減する回路である。
１８に供給されており、このパルス加減回路１８
は、クロツク発生器１９からのクロツク信号中の
パルス数を加減する回路である。
分周回路１７は、パルス加減回路１８で加減制
御されたクロツク信号を所定の分周比で分周して
比較信号S2として出力する。
御されたクロツク信号を所定の分周比で分周して
比較信号S2として出力する。
分周回路１７とパルス加減回路１８とクロツク
発生器１９は、いわゆるPLLを構成するVCO
（Voltage Controlled Oscillator）に相当するも
のである。
発生器１９は、いわゆるPLLを構成するVCO
（Voltage Controlled Oscillator）に相当するも
のである。
SN比検出回路１４は、受信信号のSN比を検出
する回路であり、例えば、特願昭58−105540号
（未公開）に示すものがある。
する回路であり、例えば、特願昭58−105540号
（未公開）に示すものがある。
すなわち、SN比検出回路１４は、第１２図に
示す如く、前記量子化回路１１からの出力Bcが
“１”のときにカウントを行なうカウンタ１４１
と、“０”のときにカウントを行なうカウンタ１
４２と、前記２つのカウンタ１４１，１４２から
のカウント値M1，M2の間で減算を行なう減算回
路１４３および、上記減算回路１４３の出力
（M1−M2）に基づいて受信信号のSN比を求める
SN比演算回路１４４とを備えている。
示す如く、前記量子化回路１１からの出力Bcが
“１”のときにカウントを行なうカウンタ１４１
と、“０”のときにカウントを行なうカウンタ１
４２と、前記２つのカウンタ１４１，１４２から
のカウント値M1，M2の間で減算を行なう減算回
路１４３および、上記減算回路１４３の出力
（M1−M2）に基づいて受信信号のSN比を求める
SN比演算回路１４４とを備えている。
量子化回路１１は、例えばロランパルスLPの
サンプリング値Saが正レベルの場合に“１”を
出力し、負レベルの場合には“０”を出力する。
サンプリング値Saが正レベルの場合に“１”を
出力し、負レベルの場合には“０”を出力する。
SN比演算回路１４４は、例えばマイクロコン
ピユータを中心として、メモリおよびインターフ
エイス回路などから構成されており、上記メモリ
には、減算回路１４３から入力される減算値デー
タ（M1−M2）に対応するSN比が予め記憶され
ており、このメモリ内容と上記減算値データとの
相関関係からSN比を求める演算を行なう構成と
なつている。
ピユータを中心として、メモリおよびインターフ
エイス回路などから構成されており、上記メモリ
には、減算回路１４３から入力される減算値デー
タ（M1−M2）に対応するSN比が予め記憶され
ており、このメモリ内容と上記減算値データとの
相関関係からSN比を求める演算を行なう構成と
なつている。
一般に、ノイズはガウス分布に従うランダム雑
音であると見なして良く、ノイズNzの瞬時振幅
をｎとすれば、Ｎ回サンプリングを行なつた場合
の瞬時振幅ｎの確率分布Ｐ（ｎ）は第１３図に示
す如く平均値が０で、分散がσ2のガウス分布を呈
する確率密度関数となる。ここでσは標準偏差で
ある。このときの確率密度関数Ｐ（ｎ）は以下の
式で表わされる。
音であると見なして良く、ノイズNzの瞬時振幅
をｎとすれば、Ｎ回サンプリングを行なつた場合
の瞬時振幅ｎの確率分布Ｐ（ｎ）は第１３図に示
す如く平均値が０で、分散がσ2のガウス分布を呈
する確率密度関数となる。ここでσは標準偏差で
ある。このときの確率密度関数Ｐ（ｎ）は以下の
式で表わされる。
上記式(1)におけるσ2はノイズの電力に相当し、
σはその実効値に相当する。
σはその実効値に相当する。
従つて、量子化回路１１においてノイズNzの
みがサンプルされて量子化される場合には、量子
化回路１１の出力Bcが“１”になる確率と“０”
になる確率とは等しく、カウンタ１４１の出力
M1とカウンタ１４２の出力M2の値は等しいこと
となる。これによつて、減算回路１４３の出力
（M1−M2）の値は０となり、このとき受信信号
はノイズNzのみであるためSN比は−∞dBであ
る。
みがサンプルされて量子化される場合には、量子
化回路１１の出力Bcが“１”になる確率と“０”
になる確率とは等しく、カウンタ１４１の出力
M1とカウンタ１４２の出力M2の値は等しいこと
となる。これによつて、減算回路１４３の出力
（M1−M2）の値は０となり、このとき受信信号
はノイズNzのみであるためSN比は−∞dBであ
る。
次に、第１４図ａ、ｂに示す如く、量子化回路
に供給されるサンプリングパルスSPがロランパ
ルスLPの搬送波Caの山に同期している場合、搬
送波Caの振幅をＳとすれば、ノイズNzの振幅ｎ
がｎ＜−Ｓの場合にサンプリング値Saは負の値
となり、これによつて量子化回路１１の出力Bc
が“０”となる。また、ノイズNzの振幅ｎがｎ
＞−Ｓのときには、サンプリング値Saは正の値
となり量子化回路１１の出力Bcは“１”となる。
に供給されるサンプリングパルスSPがロランパ
ルスLPの搬送波Caの山に同期している場合、搬
送波Caの振幅をＳとすれば、ノイズNzの振幅ｎ
がｎ＜−Ｓの場合にサンプリング値Saは負の値
となり、これによつて量子化回路１１の出力Bc
が“０”となる。また、ノイズNzの振幅ｎがｎ
＞−Ｓのときには、サンプリング値Saは正の値
となり量子化回路１１の出力Bcは“１”となる。
このように、ロランパルスLPの搬送波Caの山
をＮ回サンプリングした場合のサンプリング値の
確率分布は第１３図の破線Ｐ（ｎ−Ｓ）に示す如
く、平均値がＳで分散がσ2のガウス分布となり、
前記ノイズのみの確率分布Ｐ（ｎ）を正方向へＳ
だけ平行移動させたものとなる。
をＮ回サンプリングした場合のサンプリング値の
確率分布は第１３図の破線Ｐ（ｎ−Ｓ）に示す如
く、平均値がＳで分散がσ2のガウス分布となり、
前記ノイズのみの確率分布Ｐ（ｎ）を正方向へＳ
だけ平行移動させたものとなる。
このときの確率密度関数Ｐ（ｎ−Ｓ）は以下の
式で表わされる。
式で表わされる。
上記の確率分布Ｐ（ｎ−Ｓ）において、同図中
斜線を施した部分の面積A2は、上記サンプリン
グ値Saが負の値となる確率に等しい。またサン
プリング値Saが正となる確率A1は１−A2とな
る。
斜線を施した部分の面積A2は、上記サンプリン
グ値Saが負の値となる確率に等しい。またサン
プリング値Saが正となる確率A1は１−A2とな
る。
従つて、Ｎ回のサンプリングを行なつた場合に
おけるカウンタ１４２の出力M2は、 となり、他方カウンタ１４１の出力M1は、 M1＝Ｎ−M2＝Ｎ（１−A2） …(4) となる。従つて、上記カウント値M1，M2の差
は、 M1−M2＝Ｎ（１−A2）−NA2 ＝Ｎ（１−2A2） …(5) となる。
おけるカウンタ１４２の出力M2は、 となり、他方カウンタ１４１の出力M1は、 M1＝Ｎ−M2＝Ｎ（１−A2） …(4) となる。従つて、上記カウント値M1，M2の差
は、 M1−M2＝Ｎ（１−A2）−NA2 ＝Ｎ（１−2A2） …(5) となる。
次に、第１３図に示す如く、上記サンプリング
値Saの確率密度関数Ｐ（ｎ−Ｓ）の平均値ＳをＳ
＝σとしてあるため、Ｐ（ｎ−Ｓ）＝Ｓの場合は
SN比が0dBの場合に相当する。このときの上記
カウント値M1とM2との減算値（M1−M2）の値
を求めてみると、上記式(5)から、 となる。すなわち、上記減算値（M1−M2）の値
が0.6826Nの場合には、SN比が0dBであることが
判る。
値Saの確率密度関数Ｐ（ｎ−Ｓ）の平均値ＳをＳ
＝σとしてあるため、Ｐ（ｎ−Ｓ）＝Ｓの場合は
SN比が0dBの場合に相当する。このときの上記
カウント値M1とM2との減算値（M1−M2）の値
を求めてみると、上記式(5)から、 となる。すなわち、上記減算値（M1−M2）の値
が0.6826Nの場合には、SN比が0dBであることが
判る。
上記の如く、減算値（M1−M2）の値とSN比
との相関関係を求めていくと、第１５図に示す如
き２次曲線となる。従つて、上記SN比演算回路
１４４のメモリに第１５図のデータマツプを記憶
させておけば、上記減算回路１４３の出力（M1
−M2）から受信信号のSN比を演算によつて求め
ることができるのである。
との相関関係を求めていくと、第１５図に示す如
き２次曲線となる。従つて、上記SN比演算回路
１４４のメモリに第１５図のデータマツプを記憶
させておけば、上記減算回路１４３の出力（M1
−M2）から受信信号のSN比を演算によつて求め
ることができるのである。
なお、上記例においては、量子化回路１１の出
力Bcが“１”，“０”である場合の両者をそれぞ
れカウントするカウンタ１４１，１４２の２つの
カウンタを用いて構成しているが、サンプリング
回数Ｎを予め決めておけば、上記カウント値M1
あるいはM2の何れか一方が判れば、他方は上記
サンプル回数Ｎから演算によつて求めることがで
きるので、カウンタの数を１つとすることも可能
である。
力Bcが“１”，“０”である場合の両者をそれぞ
れカウントするカウンタ１４１，１４２の２つの
カウンタを用いて構成しているが、サンプリング
回数Ｎを予め決めておけば、上記カウント値M1
あるいはM2の何れか一方が判れば、他方は上記
サンプル回数Ｎから演算によつて求めることがで
きるので、カウンタの数を１つとすることも可能
である。
また、上記カウント値M1およびM2の減算値を
SN比と対応させてSN比を求める構成の他に、第
１６図に示す如く、上記２つのカウント値M1と
M2との比（M1／M2）とSN比との相関関係から
求めることも可能である。更に、上記式(3)，(4)の
関係から明らかなように、上記カウント値M1，
M2のうちの一方の値からSN比との相関関係を導
き出すことも可能である。
SN比と対応させてSN比を求める構成の他に、第
１６図に示す如く、上記２つのカウント値M1と
M2との比（M1／M2）とSN比との相関関係から
求めることも可能である。更に、上記式(3)，(4)の
関係から明らかなように、上記カウント値M1，
M2のうちの一方の値からSN比との相関関係を導
き出すことも可能である。
次に、定数制御回路１５は、SN比検出回路１
４で検出されたSN比に対応して、ループフイル
タ１３における定数、すなわち第３図に示したＮ
リセツト回路４２のプリセツト値Ｎと、パルス加
減回路１８におけるクロツク信号中のパルス加減
数ｎを設定して、ループフイルタ１３へ供給す
る。
４で検出されたSN比に対応して、ループフイル
タ１３における定数、すなわち第３図に示したＮ
リセツト回路４２のプリセツト値Ｎと、パルス加
減回路１８におけるクロツク信号中のパルス加減
数ｎを設定して、ループフイルタ１３へ供給す
る。
定数制御回路１５によつて設定されるループフ
イルタ１３の定数Ｎ、ｎは、例えば第９図に示す
ような特性をもつて制御される。
イルタ１３の定数Ｎ、ｎは、例えば第９図に示す
ような特性をもつて制御される。
ここで、分周回路１７における分周比をＲとす
ると、分周回路１７の出力S2の位相の変化量△
は、 △＝360゜×ｎ／Ｒ で表わされ、パルス加減数ｎは、位相変化量△に
対応する。
ると、分周回路１７の出力S2の位相の変化量△
は、 △＝360゜×ｎ／Ｒ で表わされ、パルス加減数ｎは、位相変化量△に
対応する。
また、パルス加減数ｎは、その値が小さいほど
定常状態での位相誤差が少なくなるが、これに対
して、入力信号の位相変化に対する応答性は悪く
なる。逆に、パルス加減数ｎが大きくなると、応
答性は良くなるが、位相誤差も大きくなつてしま
う。
定常状態での位相誤差が少なくなるが、これに対
して、入力信号の位相変化に対する応答性は悪く
なる。逆に、パルス加減数ｎが大きくなると、応
答性は良くなるが、位相誤差も大きくなつてしま
う。
従つて、SN比が非常に良い場合（＋10dB以
上）は、第６図に示したように、ループフイルタ
１３の制御信号を出力するまでのデータの平均入
力個数Ｑは少なくても良く、従つて定数Ｎの値は
小さくて良い（本実施例ではＮ＝４）。
上）は、第６図に示したように、ループフイルタ
１３の制御信号を出力するまでのデータの平均入
力個数Ｑは少なくても良く、従つて定数Ｎの値は
小さくて良い（本実施例ではＮ＝４）。
また、１回の制御も短時間で行なえるので、パ
ルス加減数ｎを最小値１にしても充分位相追尾が
可能であり、これによつて極めて精度の良い位相
追尾動作を行なうことができる。
ルス加減数ｎを最小値１にしても充分位相追尾が
可能であり、これによつて極めて精度の良い位相
追尾動作を行なうことができる。
次に、SN比が少し劣化し、雑音の影響が現わ
れてくるようになる（−５〜＋10dB）の領域で
は、平均入力個数Ｑを若干大きくする必要があ
り、Ｎの値を増加させる（本実施例では、Ｎ＝
８）。また、この領域では、１回の制御に要する
時間はそれほど長時間を必要とせず、従つて、ｎ
は１のままでも充分に精度の良い位相追尾動作を
行なうことができる。
れてくるようになる（−５〜＋10dB）の領域で
は、平均入力個数Ｑを若干大きくする必要があ
り、Ｎの値を増加させる（本実施例では、Ｎ＝
８）。また、この領域では、１回の制御に要する
時間はそれほど長時間を必要とせず、従つて、ｎ
は１のままでも充分に精度の良い位相追尾動作を
行なうことができる。
更に、SN比が低下（−15〜−5dBまたは−
15dB以下）となると、雑音の影響が顕著になる
ため、Ｎの値を更に増加させる必要が生じ、ま
た、１回の制御に要する時間も増大するため、ｎ
の値を対応して増加させる。この場合、ｎの値を
大きくすることにより、位相追尾精度は若干低下
するが、サイクルスリツプ現象（追尾点が搬送波
の１〜数波長分ずれること）生ずることを確実に
防止でき、しかも入力信号の位相変化に対する応
答性を良くすることができる。
15dB以下）となると、雑音の影響が顕著になる
ため、Ｎの値を更に増加させる必要が生じ、ま
た、１回の制御に要する時間も増大するため、ｎ
の値を対応して増加させる。この場合、ｎの値を
大きくすることにより、位相追尾精度は若干低下
するが、サイクルスリツプ現象（追尾点が搬送波
の１〜数波長分ずれること）生ずることを確実に
防止でき、しかも入力信号の位相変化に対する応
答性を良くすることができる。
このような効果を、従来のループフイルタの定
数Ｎ、ｎを固定した装置と比較してみると、従来
例装置においては、第１０図に示すように、SN
比＝−∞dB（信号なしの状態）の場合（図中ａで
示す）では、比較信号S2と受信信号S1との位相差
φは、時間とともに大きくなり、ついには180゜を
越える（このとき、位相比較器１２は、雑音との
位相比較結果を出力するため、位相追尾の動作が
進み・遅れの制御をランダムに行なうこととなつ
て、同図に示すような特性となる）。
数Ｎ、ｎを固定した装置と比較してみると、従来
例装置においては、第１０図に示すように、SN
比＝−∞dB（信号なしの状態）の場合（図中ａで
示す）では、比較信号S2と受信信号S1との位相差
φは、時間とともに大きくなり、ついには180゜を
越える（このとき、位相比較器１２は、雑音との
位相比較結果を出力するため、位相追尾の動作が
進み・遅れの制御をランダムに行なうこととなつ
て、同図に示すような特性となる）。
もし、この時点で信号のSN比が回復したとし
ても、追尾点（0゜）は360゜ずれた点になつてしま
い、いわゆるサイクルスリツプを起こして位置測
定誤差は増大する。
ても、追尾点（0゜）は360゜ずれた点になつてしま
い、いわゆるサイクルスリツプを起こして位置測
定誤差は増大する。
このような状態は、SN比が悪い状態（同図ｂ
で示す）では同様にして起こり、サイクルスリツ
プが生ずることを免れない。
で示す）では同様にして起こり、サイクルスリツ
プが生ずることを免れない。
そして、SN比が良い場合（図中ｃ、ｄで示す）
は、ｎで決定される誤差（図中Ｄで示す）を保持
しながら一定位相に安定する。この一定位相差Ｄ
は、受信機を搭載した移動体の現在位置に対する
測定位置の測定遅れとなる。
は、ｎで決定される誤差（図中Ｄで示す）を保持
しながら一定位相に安定する。この一定位相差Ｄ
は、受信機を搭載した移動体の現在位置に対する
測定位置の測定遅れとなる。
これに対して、第１１図に示すように（同図
中、ｅ、ｆ、ｇ、ｈは、各々第１０図のａ、ｂ、
ｃ、ｄにおけるＳ／Ｎ比に対応する）、本実施例
装置は、SN比＝−∞dBの場合は従来と大差はな
いが、ｆ、ｇ、ｈのように信号がわずかでも受信
された場合には、SN比が悪い状態でも、位相誤
差は極めて少なく、精度の良い位相追尾動作を行
なうことができることが判る。
中、ｅ、ｆ、ｇ、ｈは、各々第１０図のａ、ｂ、
ｃ、ｄにおけるＳ／Ｎ比に対応する）、本実施例
装置は、SN比＝−∞dBの場合は従来と大差はな
いが、ｆ、ｇ、ｈのように信号がわずかでも受信
された場合には、SN比が悪い状態でも、位相誤
差は極めて少なく、精度の良い位相追尾動作を行
なうことができることが判る。
加えて、上記従来例における遅れＤを最小にす
るような制御が可能となり、SN比の変化が広い
範囲にわたつて変化しても、常に精度の高い位相
追尾を行なうことができる。
るような制御が可能となり、SN比の変化が広い
範囲にわたつて変化しても、常に精度の高い位相
追尾を行なうことができる。
なお、本発明は、第８図に示した実施例のよう
に電気回路で構成する他に、例えばマイクロコン
ピユータを用いてソフト処理によつても容易に実
現できる。
に電気回路で構成する他に、例えばマイクロコン
ピユータを用いてソフト処理によつても容易に実
現できる。
また、上記ループフイルタは、ランダムウオー
クフイルタに限られるものではなく、例えば確率
変換特性を有するループフイルタ（Ｎ−before−
Ｍフイルタ）等の他のループフイルタを用いても
良い。
クフイルタに限られるものではなく、例えば確率
変換特性を有するループフイルタ（Ｎ−before−
Ｍフイルタ）等の他のループフイルタを用いても
良い。
更に、上記定数制御回路１５における特性（第
９図に示すもの）は、同図に示した特性に限ら
ず、他の適切な特性とすれば良い。
９図に示すもの）は、同図に示した特性に限ら
ず、他の適切な特性とすれば良い。
《発明の効果》
以上詳細に説明したように、本発明にあつて
は、受信信号のSN比が広いレンジにわたつて変
化しても、常に精度の良い位相追尾動作を行なう
ことができ、かつ、SN比の良好な状態では、更
に精度の良い制御を行なうことができる。
は、受信信号のSN比が広いレンジにわたつて変
化しても、常に精度の良い位相追尾動作を行なう
ことができ、かつ、SN比の良好な状態では、更
に精度の良い制御を行なうことができる。
これによつて、例えば車両や航空機等の高速移
動を行なう移動体に受信機を搭載した場合にも、
その移動体の高速移動による受信信号の位相変化
に追従することができる。
動を行なう移動体に受信機を搭載した場合にも、
その移動体の高速移動による受信信号の位相変化
に追従することができる。
第１図はロランＣ信号の概要を示す波形図、第
２図は従来の位相追尾装置の構成を示すブロツク
図、第３図は第２図のランダムウオークフイルタ
の構成を示すブロツク図、第４図はランダムウオ
ークフイルタのＳ／Ｎの変化に伴う入力確率の変
化を示す特性図、第５図はループフイルタの理想
確率変換特性図、第６図はループフイルタの確率
変換特性図、第７図は本発明の構成を示すブロツ
ク図、第８図は本発明の一実施例の構成を示すブ
ロツク図、第９図は同実施例装置の定数制御回路
における動作特性図、第１０図は従来装置におけ
る位相追尾特性を示す図、第１１図は本発明の一
実施例装置の位相追尾特性を示す図、第１２図は
本発明に係るSN比検出回路の一実施例の構成を
示すブロツク図、第１３図は同装置におけるサン
プリング値の確率分布を示す図、第１４図はロラ
ンパルスと同装置におけるサンプリングパルスと
の関係を示す波形図、第１５図は同装置のおける
演算値とSN比との相関関係を示すグラフ、第１
６図は同じく同装置における演算値とSN比との
他の相関関係を示すグラフである。 １００…受信手段、１０１…サンプリング手
段、１０２…大小判別手段、１０３…大小頻度検
出手段、１０４…定数制御手段、１０５…ループ
フイルタ、１０６…比較信号発生手段、１０７…
位相比較手段、１１…量子化回路、１２…位相比
較器、１３…ループフイルタ、１４…SN比検出
回路、１５…定数制御回路、１７…分周回路、１
８…パルス加減回路、１９…クロツク発生器。
２図は従来の位相追尾装置の構成を示すブロツク
図、第３図は第２図のランダムウオークフイルタ
の構成を示すブロツク図、第４図はランダムウオ
ークフイルタのＳ／Ｎの変化に伴う入力確率の変
化を示す特性図、第５図はループフイルタの理想
確率変換特性図、第６図はループフイルタの確率
変換特性図、第７図は本発明の構成を示すブロツ
ク図、第８図は本発明の一実施例の構成を示すブ
ロツク図、第９図は同実施例装置の定数制御回路
における動作特性図、第１０図は従来装置におけ
る位相追尾特性を示す図、第１１図は本発明の一
実施例装置の位相追尾特性を示す図、第１２図は
本発明に係るSN比検出回路の一実施例の構成を
示すブロツク図、第１３図は同装置におけるサン
プリング値の確率分布を示す図、第１４図はロラ
ンパルスと同装置におけるサンプリングパルスと
の関係を示す波形図、第１５図は同装置のおける
演算値とSN比との相関関係を示すグラフ、第１
６図は同じく同装置における演算値とSN比との
他の相関関係を示すグラフである。 １００…受信手段、１０１…サンプリング手
段、１０２…大小判別手段、１０３…大小頻度検
出手段、１０４…定数制御手段、１０５…ループ
フイルタ、１０６…比較信号発生手段、１０７…
位相比較手段、１１…量子化回路、１２…位相比
較器、１３…ループフイルタ、１４…SN比検出
回路、１５…定数制御回路、１７…分周回路、１
８…パルス加減回路、１９…クロツク発生器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 主従各局のロランＣ信号を受信して、各ロラ
ンＣ信号に追尾する信号を発生するロランＣ信号
の位相追尾装置において、 ロランＣ信号を受信し、該受信信号を出力する
受信手段と、 予め定められたロランＣ信号のパルス列周期に
同期して比較信号を発生する比較信号発生手段
と、 上記比較信号と上記受信信号との位相比較を行
う位相比較手段と、 上記位相比較手段による比較結果に基づいて、
上記比較信号の位相を上記受信信号の位相に一致
するように補正するループフイルタと、 上記受信信号を所定位相角において繰り返しサ
ンプリングするサンプリング手段と、 上記サンプリング値が基準値より大きいかまた
は小さいかを判別する大小判別手段と、 上記基準値より大きいサンプリング値が得られ
る頻度と基準値より小さいサンプリング値が得ら
れる頻度とを求める大小頻度検出手段と、 上記求められた頻度に基づいてループフイルタ
の定数を変える定数制御手段と、 を有することを特徴とするロランＣ信号の位相追
尾装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59094330A JPS60237380A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | ロランｃ信号の位相追尾装置 |
| US06/733,052 US4774518A (en) | 1984-05-11 | 1985-05-09 | Loran-C signal phase tracking apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59094330A JPS60237380A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | ロランｃ信号の位相追尾装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60237380A JPS60237380A (ja) | 1985-11-26 |
| JPH0324992B2 true JPH0324992B2 (ja) | 1991-04-04 |
Family
ID=14107267
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59094330A Granted JPS60237380A (ja) | 1984-05-11 | 1984-05-11 | ロランｃ信号の位相追尾装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4774518A (ja) |
| JP (1) | JPS60237380A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5163004A (en) * | 1991-01-11 | 1992-11-10 | Cartesian Devices | Position tracking system |
| US5621417A (en) * | 1995-06-07 | 1997-04-15 | General Electric Company | Method and mechanism for reduction of within-train reported data |
| US5729230A (en) * | 1996-01-17 | 1998-03-17 | Hughes Aircraft Company | Delta-Sigma Δ-Σ modulator having a dynamically tunable continuous time Gm-C architecture |
| US6313785B1 (en) | 2000-04-28 | 2001-11-06 | Lockheed Martin Corporation | Dual detection processing for detecting signals with high acceleration uncertainty |
| WO2002085663A1 (fr) * | 2001-04-20 | 2002-10-31 | Seiko Epson Corporation | Controleur de direction d'un objet de commande |
| US7453933B2 (en) * | 2001-05-04 | 2008-11-18 | Lucent Technologies Inc. | Method of estimating a signal-to-interference+noise ratio (SINR) using data samples |
| CN102571120B (zh) * | 2011-11-23 | 2014-06-04 | 周隽 | 低信噪比条件下的罗兰c信号定时解调方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3921076A (en) * | 1973-03-08 | 1975-11-18 | Int Navigation Corp | Method of and apparatus for locating predetermined portions of a radio-frequency pulse, particularly adapted for leading edge location of loran and similar navigational pulses |
| US3868691A (en) * | 1973-04-13 | 1975-02-25 | Epsco Inc | Loran receiver automated master search |
| US3868690A (en) * | 1973-04-13 | 1975-02-25 | Epsco Inc | Loran receiver envelope-cycle discrepancy compensation |
| JPS5275917A (en) * | 1975-12-22 | 1977-06-25 | Toshiba Corp | Phase control circuit |
-
1984
- 1984-05-11 JP JP59094330A patent/JPS60237380A/ja active Granted
-
1985
- 1985-05-09 US US06/733,052 patent/US4774518A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60237380A (ja) | 1985-11-26 |
| US4774518A (en) | 1988-09-27 |
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