JPH03253220A - 過電流保護装置 - Google Patents

過電流保護装置

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JPH03253220A
JPH03253220A JP2048006A JP4800690A JPH03253220A JP H03253220 A JPH03253220 A JP H03253220A JP 2048006 A JP2048006 A JP 2048006A JP 4800690 A JP4800690 A JP 4800690A JP H03253220 A JPH03253220 A JP H03253220A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、エンジン駆動交流発電装置、特にエンジンで
駆動される交流発電機の交流出力を直流に整流し、さら
にパルス幅変調（ＰＷＭ）信号でドライブされるインバ
ータ回路を用いて所定の低周波交流電圧に変換するエン
ジン駆動交流発電装置において、直流を交流に変換する
スイッチング素子の過電流による破壊を防止するように
した過電流保護装置に関するものである。
［従来の技術］ エンジン駆動の交流発ｔＩ！はエンジンの回転数によっ
てその発生周波数が定まるため、常に一定の周波数２例
えば５０　Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波数の交流電圧を
発生させるために、交流発電機で発生した交流電圧を一
旦直流化し、インバータ回路を用いて再び交流化し、エ
ンジン回転の変動にかかわりなく常に一定の上記商用周
波数の交流電圧を安定化して発生させるようにしている
。
この直流を交流に変換するに当って、パルス幅変１ｇ　
（ＰＷＭ）信号でドライブされるインバータ回路を用い
商用周波数に変換されるが、インバータ回路のスイッチ
ング素子に過負荷電流が流れることがあるため、その保
護装置が付加されているのが一般的である。
従来のスイッチング素子の保護装置は、スイ・ンチング
素子に流れる負荷電流を検出抵抗で検出し検出された負
荷電流が予め定められた過電流設定値以上になったとき
、スイッチング素子をオフに制御する回路構成が用いら
れていた。
〔発明が解決しようとするＩｔ！！り 従来の過電流保護装置は、コンパレータで過負荷電流、
すなわち過電流を予め定められた過電流設定値と比較し
、スイッチング素子に過′＠流が流れると当該スイッチ
ング素子を直ちにオフに制御する構成のため、スイッチ
ング素子がオフとなることにより過電流が一旦消滅する
が、過電流の消滅によりコンパレークから該スイッチン
グ素子をオンに復活させる制御が行われる。そのため負
荷条件が変わらない限りこのオンオフを繰返す状態が自
動発振的に続き、スイッチング素子の耐量を超える電流
値であればやがてスイッチング素子が破壊してしまう問
題点があった。
また過電流を検出した瞬間インバータ回路を遮断し、以
後人為的にリセット信号が入らない限りインバータ回路
を復活させないようにする方法もあるが、この様な方法
の場合、エンジン駆動発電機でよく使用される白熱灯の
ように点灯時定格電流の数倍から十数倍の電流が流れる
負荷では、その使用開始時に大電流が流れるため、白熱
灯等の負荷には使用できない問題点があった。
本発明は、従来技術のこの様な問題点に鑑みてなされた
ものであり、スイッチング素子をオンさせている低周波
信号の半周期の間に過電流が検出されたとき、それ以降
の当該半周期の間当該スイッチング素子をオフ状態に保
持するようにしてスイッチング素子の過電流による破壊
を防止する過電流保護装置を提供することを目的として
いる。
ＣＩ！！！！を解決するための手段］ 上記目的を達成するために２本発明の過電流保護装置は
、低周波のドライブ信号で交互にドライブされる低周波
スイッチング素子と該低周波スイッチング素子のオン期
間に高周波のドライブ信号でドライブされる高周波スイ
ッチング素子とがブリンジ状に接続されてなるブリッジ
回路部を備えると共に、！ｌｌをなす上記低周波及び高
周波スイッチング素子へ上記低周波及び高周波の各ドラ
イブ信号を供給するドライブ信号供給回路が設けられた
インバータ回路部を用い、エンジン駆動の交流発ｔｌ！
で発電された交流電圧を直流に変換した上でさらに所定
の低周波交流電圧に変換するエンジン駆動交流発電装置
において、ブリッジ回路部に所定を流以上に流れる過電
流を検出する過電流検出回路と、低周波スイッチング素
子がオンとなる低周波信号の半周期間中に過電流検出回
路が上記過電流を検出したとき、その過電流検出時以降
の当該半周期の間オンに駆動されるべき低周波及び高周
波スイッチング素子の少くとも一方をオフさせる信号を
ドライブ信号供給回路に出力するドライブ信号制御回路
と、出力端に正弦波波形を得るためのローパスフィルタ
とを備えたことを特徴としている。以下図面を参照しつ
つ説明する。
〔実施例〕
第１図は本発明に係る過電流保護装置の基本構成とＰＷ
Ｍ方式によるインバータ回路部の一実施例構成、第２図
はブリッジ回路部内の各点における波形説明図、第３図
は過電流保護の波形説明図。
第４図は本発明の過電流保護装置が用いられているエン
ジン駆動交流発電装置の一実施例回路構成を示している
。
第１図において、符号１．２はトランジスタ。
３は過電流検出回路、４はドライブ信号制御回路。
５．６は出力端子、９．１０はＦＥＴトランジスタ、１
１．１２は電流検出用抵抗、１４は三相交流発電機、１
５は整流器、１６は電圧安定化回路１７．１８はインダ
クタ、１９はコンデンサ。
２２は正弦波発生回路、２３は矩形波発生回路２４は三
角波発生回路、２５．２６は絶対値回路２７はコンパレ
ータ、２８はドライブ信号供給回路、２９．３０はアン
ド回路、３１．３２はアンド回路、３３はブリッジ回路
部を表している。
正弦波発生回路２２は所定の低周波の正弦波すなわち５
０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用周波の正弦波を発生させる発
振器であり１例えばウィーンブリッジ発振器等の既知の
回路が用いられている。
該正弦波発生回路２２の発振周波数で出力端子５゜６の
交流出力電圧の周波数が定まる。該正弦波発生回路２２
が出力する正弦波波形が第２図（ａ）の（Ｉ）に示され
ている。
矩形波発生回路２３は上記正弦波発生回路２２からの商
用周波の正弦波を受け、該正弦波の正の波形又は負の波
形ごとにその波形に同期した第２図（ａ）の（Ｖ）、　
（ＶＩ）図示の矩形波をそれぞれ出力する。これら２つ
の矩形波は正弦波発生回路２２からの正弦波を第２図（
ａ）の（Ｉ）図示のしきい値レベルＬ、、Ｌ、で分離生
成するようになっておりこれら２つの矩形波が同時にＨ
レベルとなることはないように生成されている。
三角波発生回路２４は第２図（ａ）の（ＩＩ）図示の三
角波を発生させる発振器であり、その発振周波数は上記
正弦波発生回路２２から発生される正弦波の商用周波に
比べ高く選ばれており１例えば１０ＫＨｚの周波数が用
いられている。
絶対値回路２５．２６は入力されてくる信号波形につい
て、零レベルを基準に負の波形を正の波形に折り返す全
波整流回路であり、絶対値回路２５は正弦波発生回路２
２の正弦波の負の波形を折り返し、絶対値回路２６は三
角波発生回路２４の二角波の負の波形を折り返すように
動作する。
従ってこれら２つの絶対値回路２５．２６からは第２図
（ａ）の（Ｉ［Ｉ）に示された実線の波形が出力されて
くる。
コンパレータ２７は絶対値回路２５で負の波形部分が正
側へ折り返された正弦波の全波整流波形と、絶対値回路
２６で負の波形部分が正側へ折り返された元の三角波形
の約２倍の周波数となった全波整流波形の三角波とから
、比較される全波整流された正弦波のレベルに応したパ
ルス幅を有するＰＷＭ信号を生成する回路である。従っ
て該コンパレータ２７から第２図（ａ）の（ＩＶ）図示
のＰＷＭ信号が出力される。
ドライブ信号供給回路２８はブリッジ回路部３３のスイ
ッチング素子へそのドライブ信号を供給する回路で、正
弦波発生回路２２から発生した正弦波の正負の各波形に
同期して矩形波発生回路２３からそれぞれ発生する矩形
波のドライブ信号Φ）、Φ２．及び該矩形波のドライブ
信号Φ１．Φ２とコンパレータ２７から出力される上記
ＰＷＭ信号とをアンド回路２９．３０でそれぞれアンド
をとって得られる第２図（ａｌの（■）、（■）図示の
ドライブ信号Φ１．Φ、の４つの信号を用意する。
ドライブ信号供給回路２８からのドライブ信号Φ、とΦ
４とはアンド回路３１と３２とをそれぞれ介してブリッ
ジ回路部３３内のＦＥＴｌ−ランジスタ９，１０をそれ
ぞれドライブさせるように構成されているので、正弦波
発生回路２２から発生する正弦波の正の半周期ごとにト
ランジスタ１とＦＥＴ！−ランジスタ９とがそれぞれド
ライブされ。
また上記正弦波の負の半周期ごとにトランジスタ２とＦ
ＥＴトランジスタ１ｏとがそれぞれドライブされ、常に
秩序正しくブリッジ回路部３３のスイッチング素子がそ
れぞれドライブされることになる。従って出力端子５と
６との間に正弦波発生回路２２で発生する正弦波の周波
数に対応した周波数の交流電圧が発生する。
この様にして発生した交流電圧、すなわちブリッジ回路
部３３内のＡ−Ｂ間の電圧波形は第２囲い）の（Ｘｌ）
図示の如き波形であり、インダクタ１７１８とコンデン
サ１９とで構成されるローパスフィルタを通すことによ
り、出力端子５と６との出力電圧は第２図し）の（Ｘｎ
）図示の正弦波に波形整形される。
出力端子５と６との間に負荷が接続されると。
正弦波の正の半周期、負の半周期毎に負荷電流が電流検
出用抵抗１１．１２にそれぞれ流れ、第２図（ロ）の（
ＸＤＩ）、（ＸＴＶ）図示の電流波形が当該電流検出用
抵抗１１．１２の端子間に発生する。この電流波形の各
波高値は負荷の大きさ、つまり負荷電流の大きさに応じ
て変動する。
過電流検出回路３はブリッジ回路部３３に流れる負荷電
流、すなわち電流検出用抵抗１１．１２に流れる電流を
基に予め定められている電流値より大きい過電流を検出
する回路であり、過電流が検出されたときその検出信号
をドライブ信号制御回路４へ送出するようになっている
。
ドライブ信号制御回路４は、過電流検出回路３から上記
過電流の検出信号を受けたとき、アンド回路２９又はア
ンド回路３０のゲートを閉じさせるように制御する。例
えばトランジスタ１及びＦＥＴ）ランジスタ９の組がオ
ンとなる低周波信号の半周期間、つまり正弦波発生回路
２２から発生する正弦波の正の半周期間中に過電流検出
回路３が過電流を検出したとき、その過電流検出時以降
の当該圧の半周期間中、アンド回路２９のゲートを閉し
させる。同様にトランジスタ２及びＦＥＴトランジスタ
１０の組がオンとなる低周波信号の半周期、すなわち正
弦波発生回路２２から発生する正弦波の負の半周期にお
いて過電流検出時以降の当該負の半周期間中、アンド回
路３０のゲートを閉しさせる。
今１例えば正弦波発生回路２２から発生する正弦波の正
の半周期間に出力端子５，６の間で過電流が流れたもの
とすると、当該圧の半周期ではドライブ信号供給回路２
８からのドライブ信号Φ１Φ、によってトランジスタ１
とＦＥＴ）ランジスタ９とがオンとなる期間となってお
り、この期間に上記過電流が電流検出用抵抗１１を介し
て過電流検出回路３で検出される。過電流検出回路３は
直ちにドライブ信号制御回路４を介してアンド回路２９
のゲートを閉しさせる。これにより当該アンド回路２９
は過電流検出時以降の残りの正の半周期間、コンパレー
タ２７からのＰＷＭ信号の通過を阻止し、高周波のドラ
イブ信号Φ３は第３図の（■）の様に制御される。従っ
てこの過電流検出以降の残りの正の半周期間中は、ＦＥ
Ｔトランジスタ９はオフに制御され、第３図の（ＸＩ［
）、（Ｘ■）の如く出力端子５，６間の出力電圧は消滅
し。
負荷電流、すなわち過電流も流れなくなる。
正弦波発生回路２２から発生する正弦波の負の半周期に
なると、トランジスタ２とＦＥＴトランジスタ１０とが
ドライブ信号供給回路２８からのドライブ信号Φ２．Φ
４によってオンに制御される。
この負の半周期においても、電流検出用抵抗１２を介し
て過電流検出回路３が所定の電流以上の過ｔｖＬを検出
したとき、同様の制御によってその過を流検出時以降の
残りの負の半周期間中、出力端子５．６間の出力電圧、
過電流は第３図の（ＸＩ［）。
（Ｘ　Ｉ［［）の如く消滅する。
この様に、過電流検出回路３がブリッジ回路部３３の過
電流を検出した瞬間、それ以降１例えばＦＥＴｌ−ラン
ジスタ９をオンさせる高周波のドライブ信号Φ、がその
残りの正の半周期間強制的にオフに制御される。次の負
の半周期については。
インダクタ１７．１８とコンデンサ１９とのローパスフ
ィルタで波形整形された正弦波出力が出力端子５，６間
に得られるようになっているので。
当該負の半周期の出力電圧の立上りは、いわゆるゼロク
ロスで徐々に立上るソフトスタート的な電圧の立上りと
なる。しかしながら当該負の半周期内に再び所定のＷ流
、すなわち過電流設定値を超える過電流がｉｔｉ検出用
抵抗１２に流れると、高周波のドライブ信号Φ４が消滅
しオンとなるべきＦＥＴトランジスタ１０がそれ以降オ
フとなる。
そして次の正の半周期になるとＦＥＴ）ランジスタ９が
オンとなる。以後この動作が繰返される。
従って白熱灯等の負荷で点灯時定格電流の数倍から十数
倍の電流が流れても、自己発熱によりその抵抗値が増し
、過電流検出回路３によって検出される過電流の検出タ
イミングが次第に遅くなりその過電流が減ってくるから
、やがて正規の動作に移行する。
第１図では動作の説明上、ＦＥＴトランジスタ９．１０
への高周波のドライブ信号Φ８．Φ４だけを阻止するよ
うに説明しているが、アンド回路等を用いてトランジス
タ１．２を駆動する低周波のドライブ信号Φ１．Φ２だ
けを阻止することも、またドライブ信号Φ１とΦ、及び
Φ２とΦ４をそれぞれ同時に阻止する構成のドライブ信
号供給回路２８とすることもできる。
第４図は本発明の過電流保護装置が用いられているエン
ジン駆動交流発電装置の一実施例回路構成を示しており
、符号３ないし６．９ないし１２゜１４ないし１９．２
２ないし２４．２８．３１ないし３３は第１図のものに
対応している。符号７８はＦＥＴ）ランジスタで第１図
のトランジスタ１．２に対応するもの、２０は直流電源
回路であって各回路へ電源電圧を供給するもの　２６−
１２６−２は絶対値回路で第１図の絶対値回路２６に対
応するもの、３４はコンパレータ部、４１４２はフォト
カブラ　４３．４４はナンド回路４５．４６はフリップ
フロップ回路、４７はノット回路、４８ないし５５はＯ
Ｐアンプ、５６ないし６３はトランジスタ、６４は可変
抵抗を表わしている。
第４図の回路構成においては、ブリッジ回路部３３のス
イッチング素子はＦＥＴトランジスタが用いられており
、ＦＥＴ）ランジスタフと９及びＦＥＴ）ランジスタ８
と１０がそれぞれ組をなしている。ＦＥＴ）ランジスタ
フはドライブ信号供給回路２日のフォトカプラ４１を介
して低周波のドライブ信号Φ１で駆動され、ＦＥＴ）ラ
ンジスタ９はナンド回路４３から出力される高周波のド
ライブ信号Φ、で駆動される。またＦＥＴトランジスタ
８はフォトカブラ４２を介して低周波のドライブ信号Φ
２で駆動され、ＦＥＴトランジスタ１０はナンド回路４
４から出力される高周波のドライブ信号Φ４で駆動され
る。
過電流検出回路３は、第２図（ｂ）の（ＸＩ［Ｉ）、（
χ■）に示されている如く低周波信号の半周期ごとに電
流検出用抵抗１１．１２でそれぞれ検出された電流（こ
の電流は負荷電流の大きさに応じてその波高値が変化す
る）をＯＰアンプ４８．４９で適宜増幅した後、第２図
（ｂ）の（ＸＶ）の如く○Ｐアンプ５０で両者を合威し
、この合成波形のレベルと可変抵抗６４によって任意に
設定される過電流設定レベルとをＯＰアンプ４９のコン
パレータで比較し、プリフジ回路部３３に流れる過電流
を検出するように構成されている。
ドライブ信号制御回路４は過電流検出回路３で検出され
た過電流検出信号を受け、その過電流が検出された低周
波信号の半周期に対応してフリップフロップ回路４５の
出力端子Ｑ１又は４６の出力端子Ｇ２にＨレベルの信号
を出力し、対応トランジスタ６０又は６１をオンするよ
うになっている。当該フリップフロップ回路４５．４６
はＤ型フリップフロップ回路が用いられているので、矩
形波発生回路２３からの次の半周期の低周波のドライブ
信号Φ２又はΦ１によるセットが掛るまで当該フリップ
フロップ回路４５又は４６の出力端子Ｑｌ又はＱ２はそ
のＨレベルを保持する。従って過電流検出回路３によっ
て成る低周波信号の半Ｉ′ｉ１期に過電流が検出され１
例えばフリップフロップ回路４５の出力端子Ｑ１がＨレ
ベルとなったとき、当該過電流検出時以降矩形波発生回
路２３からの次の低周波のドライブ信号Φ２でフリップ
フロップ回路４５がセットされるまでの残りの半周期の
間、その出力端子ｑ１のＨレベルが保持され対応トラン
ジスタ６０はこの期間オンに制御される。フリップフロ
ップ回路４６についても同様の動作を行い、フリップフ
ロップ回路４６の出力端子Ｑ２がＨレベルに保持される
間対応トランジスタ６１がオンに制御されるようになっ
ている。
ドライブ信号供給回路２８は、ＦＥＴ）ランジスタフ、
８をそれぞれ駆動するための低周波のドライブ信号Φ１
．Φ２をフォトカプラ４１．４２から出力させると共に
、ＦＥＴｌ−ランジスタ９１０をそれぞれ駆動するため
の高周波のドライブ信号Φ１Φ４を各ノ、ト回路３１．
３２を介してナンド回路４３．４４から出力させている
。そしてドライブ信号制御回路４のトランジスタ６０゜
６１がオンに制御されたとき、フォトカブラ４１゜４２
の各アノード側がアース電位に落され、上記低周波のド
ライブ信号Φ、Φ２の供給を阻止し。
これと同時にフリップフロップ回路４５．４６の出力端
子Ｑｌ、Ｑ２がＬレベルとなって、各ナンド回路４３．
４４のゲートがそれぞれ閉じられ。
上記高周波のドライブ信号Φ８．Φ４の供給が阻止され
るようになっている。
コンパレータ部３４は差動増幅器を構成するＯＰアンプ
５２と、誤差増幅器として動作する○Ｐアンプ５３及び
コンパレータとして動作する２つの○Ｐアンプ５ｊ、５
５を備えており、当該２つのコンパレータを構成する○
Ｐアンプ５４．５５は第１図のコンパレータ２７に相当
し　ＯＰアンプ５３から出力される正弦波が絶対値回路
２６１．２６−２で得られた三角波により変調され。
ＰＷＭ信号を発生するようになっている。
なお差動増幅器を構成する○Ｐアンプ５２に出力端子５
．６から得られる正弦波の一部をそれぞれ入力し、その
出力と誤差増幅器のＯＰアンプ５３で正弦波発生回路２
２の正弦波と比較されるようにしている。この様に正弦
波発生回路２２の基準正弦波と出力端子５．６からフィ
ードバックされた正弦波とを常に比較することにより、
出力電圧の変動に対しパルス幅が変化してその誤差を小
さくする方向に働くこととなり、出力端子５６には良質
の正弦波が得られるようにしている。
次に第３図の過電流保護の波形図を用いて第４図に示さ
れた本発明の過電流保護装置の動作を説明する。
今、−組のＦＥＴ）ランジスタフと９とがオンとなる周
期に負荷が投入され、第３図の（１）に示される　（イ
）の正の半周期に過電流状態になったものとする。ブリ
ッジ回路部３３のＦＥＴトランジスタ９のソースとグラ
ンドとの間に接続されている電流検出用抵抗１１の端子
間電圧が上がり○Ｐアンプ４８で増幅されたこの検出電
流の端子間電圧はコンパレータの○Ｐアンプ５１に可変
抵抗６４で設定されている電圧レベルＫを第３図の（■
）の様に超えるため、ＯＰアンプ５１の出力は同図の（
Ｖ）の様にＨレベルからＬレベルに反転する。この○Ｐ
アンプ５１の出力はシュミントトリガ型のノント回路４
７で再度反転され、フリンプフロップ回Ｂ４５．４６の
各ＣＫ端子にそれぞれ入力される。当該フリップフロッ
プ回路４５゜４６の以前の状態は同図の（Ｖｌ）、（ν
■）に示されている様にＱｌの出力端子はＨレベル、Ｑ
２の出力端子はＨレベルとなっている。第４図のナンド
回路４３．４４への入力信号から明らかな様に当該ナン
ド回路４３．４４からは矩形波発生回路２３が出力する
低周波のドライブ信号Φ１．Φ２に同期してコンパレー
タ部３４で発生されたＰＷＭ信号が出力されている。
所で、上記過電流検出回路３によって検出された通電流
により、フリップフロップ回路４５にト’Ｊカカｆｆｌ
＃）その出力端子ＱｌのＨレベルがＬレベルに反転する
と、ナンド回路４３の出力はＬレベルとなる。これによ
ってＦＥＴトランジスタ９のゲート信号がなくなり、当
ＩＦＥＴ）ランジスタ９はオフとなる。これと同時にフ
リップフロップ回路４５の出力端子０１はＬレベルから
Ｈレベルに反転し、トランジスタ６ｏがオンに制御され
て。
ＦＥＴ）ランジスタフに矩形波発生回路２３からの低周
波のドライブ信号Φ１を送るフォトカブラ４１の動作が
阻止される。従ってＦＥＴ）ランジスタフもオフとなり
、出刃端子５，６間に接続されている負荷に電圧が印加
されない状態となる。
すなわち負荷電流が遮断される。この負荷電流が遮断さ
れると電流検出用抵抗１１の端子間電圧が降下し、コン
パレータのｏＰアンプ５１の出力はＬレベルからＨレベ
ルへ反転するが、フリップフロップ回路４５は次の立上
りパルスが来るまでその出力端子Ｑｌ、ｉ：ＥＩがり、
　Ｈレベルを保持し続けるので、第３図の（１）に示さ
れた（イ）の正の半周期の間、すなわち矩形波発生回路
２３がら出力されている低周波のドライブ信号Φ１の終
了までこの状態が続く。
次に上記低周波の正の半周Ｍ（イ）が終り１次の（（１
）で示される負の半周期５すなわち矩形波発生回路２３
から出力される低周波のドライブ信号Φ２の同期となる
。
当該ドライブ信号Φ１はフリップフロップ回路４６のセ
ット端子に入力し１次のドライブ信号Φ２はフリップフ
ロップ回路４５のセット端子に入力するようになってい
るので、ドライブ信号Φ２の立上りでフリップフロップ
回路４５がセットされる。一方、フリップフロップ回路
４６は先の同期でドライブ信号Φ、によりセットされて
いるので。
今度の同期は正常に始まる。
ただし出力端子５．６間に接続されている負荷の負荷状
態が依然として過電流の状態ムこあるとき。
今度はオンとなっている他の組のＦＥＴｌ−ランジスタ
８．１０に流れる電流が予め設定されている過電流検出
設定値を超えた瞬間に、上記説明の正の半周期の場合と
同様にしてフリップフロップ回路４６の出力端子Ｑ２が
ＨレベルからＬレヘルヘ反転しナンド回路４３のゲート
を閉しると共にトランジスタ６１がオンに制御され、上
記説明の正の半周期の場合と同様に出力は遮断される。
第４図図示の過″［流検出回路３．ドライブ信号制御回
路４．ドライブ信号供給回路２８．ブリッジ回路部３３
及びコンパレータ部３４の回路構成はそれぞれ一実施例
を示しているものであり、他の回路でそれぞれを構成し
てもよい、また第１図で説明した様に、ドライブ信号供
給回路２日は高周波スイッチング素子、低周波スイッチ
ング素子をそれぞれ単独に或いは組でその動作を阻止す
るようにしてもよい。
〔発明の効果〕
以上説明した如く１本発明によれば９本来ならばスイッ
チング素子の耐量を超えるような過電流がスイッチ投入
時に流れようとしてもスイッチング素子の破壊が防止さ
れる。
そして過電流が遮断された場合でも１次の半周期の緩や
かなソフトスタート的な電圧で立上げることができ、ス
イッチング素子を保護することができる。
また出力が短絡されたとしても短絡電流を成るレベルで
検知して電圧の半周期間は回路を遮断し。
次の半周期も過電流状態が続くとき、半周期毎に過電流
検出設定値になった以降について回路を遮断する動作が
繰返され、短絡が解除されれば正規の状態に自動復帰で
きる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明に係る過電流保護装置の基本構成とＰＷ
Ｍ方式によるインバータ回路部の一実施例構成、第２図
はブリッジ回路部内の各点における波形説明図、第３図
は過電流保護の波形説明図第４図は本発明の過電流保護
装置が用いられているエンジン駆動交流発電装置の一実
施例回路構成を示している。 図中、１．２はトランジスタ、３は過電流検出回路、４
はドライブ信号制御回路５７ないし１゜はＦＥＴ）ラン
ジスタ、１１．１２は電流検出用抵抗、１４は三相交流
発電機、１５は整流器１６は電圧安定化回路、１７．１
８はインダクタ１９はコンデンサ、２２は正弦波発生回
路、２３は矩形波発生回路、２４は三角波発生回路、２
５２６．２６−１．２６−２は絶対値回路、２７はコン
パレータ、２８はドライブ信号供給回路。 ２９．３０はアンド回路、３１．３２はノット回路、３
３はブリッジ回路部、３４はコンパレータ部、４１．４
２はフォトカプラ、４３．４４はナンド′回＆Ｗ、４５
．４６はフリップフロップ回路。 ４７はノット回路、４８ないし５５は○Ｐアンプ５６な
いし６３はトランジスタ、６４は可変抵抗を表わしてい
る。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 低周波のドライブ信号で交互にドライブされる低周波ス
    イッチング素子と該低周波スイッチング素子のオン期間
    に高周波のドライブ信号でドライブされる高周波スイッ
    チング素子とがブリッジ状に接続されてなるブリッジ回
    路部を備えると共に、組をなす上記低周波及び高周波ス
    イッチング素子へ上記低周波及び高周波の各ドライブ信
    号を供給するドライブ信号供給回路が設けられたインバ
    ータ回路部を用い、エンジン駆動の交流発電機で発電さ
    れた交流電圧を直流に変換した上でさらに所定の低周波
    交流電圧に変換するエンジン駆動交流発電装置において
    、 ブリッジ回路部に所定電流以上に流れる過電流を検出す
    る過電流検出回路と、 低周波スイッチング素子がオンとなる低周波信号の半周
    期間中に過電流検出回路が上記過電流を検出したとき、
    その過電流検出時以降の当該半周期の間オンに駆動され
    るべき低周波及び高周波スイッチング素子の少くとも一
    方をオフさせる信号をドライブ信号供給回路に出力する
    ドライブ信号制御回路と、 出力端に正弦波波形を得るためのローパスフィルタ とを備えたことを特徴とする過電流保護装置。
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