JPH0773404B2 - 過電流保護装置 - Google Patents

過電流保護装置

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JPH0773404B2
JPH0773404B2 JP2048006A JP4800690A JPH0773404B2 JP H0773404 B2 JPH0773404 B2 JP H0773404B2 JP 2048006 A JP2048006 A JP 2048006A JP 4800690 A JP4800690 A JP 4800690A JP H0773404 B2 JPH0773404 B2 JP H0773404B2
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は，エンジン駆動交流発電装置，特にエンジンで
駆動される交流発電機の交流出力を直流に整流し，さら
にパルス幅変調（PWM）信号でドライブされるインバー
タ回路を用いて所定の低周波交流電圧に変換するエンジ
ン駆動交流発電装置において，直流を交流に変換するス
イッチング素子の過電流による破壊を防止するようにし
た過電流保護装置に関するものである。
〔従来の技術〕
エンジン駆動の交流発電機はエンジンの回転数によって
その発生周波数が定まるため，常に一定の周波数，例え
ば50Hz又は60Hzの商用周波数の交流電圧を発生させるた
めに，交流発電機で発生した交流電圧を一旦直流化し，
インバータ回路を用いて再び交流化，エンジン回転の変
動にかかわりなく常に一定の上記商用周波数の交流電圧
を安定化して発生させるようにしている。
この直流を交流に変換するに当って，パルス幅変調（PW
M）信号でドライブされるインバータ回路を用い商用周
波数に変換されるが，インバータ回路のスイッチング素
子に過負荷電流が流れることがあるため，その保護装置
が付加されているので一般的である。
従来のスイッチング素子の保護装置は，スイッチング素
子に流れる負荷電流を検出電流を検出抵抗で検出し，検
出された負荷電流が予め定められた過電流設定値以上に
なったとき，スイッチング素子をオフに制御する回路構
成が用いられていた。
〔発明が解決しようとする課題〕
従来の過電流保護装置は，コンパレータで過負荷電流，
すなわち過電流を予め定められた過電流設定値と比較
し，スイッチング素子に過電流が流れると当該スイッチ
ング素子を直ちにオフに制御する構成のため，スイッチ
ング素子がオフとなることにより過電流が一旦削減する
が，過電流の消滅によりコンパレータから該スイッチン
グ素子をオンに復活させる制御が行われる。そのため負
荷条件が変わらない限りこのオンオフを繰返す状態が自
励発振的に続き，スイッチング素子の耐量を超える電流
値であればやがてスイッチング素子が破壊してしまう問
題点があった。
また過電流を検出した瞬間インバータ回路を遮断し，以
後人為的にリセット信号が入らない限りインバータ回路
を復活させないようにする方法もあるが，この様な方法
の場合，エンジン駆動発電機でよく使用される白熱灯の
ように点灯時定格電流の数倍から十数倍の電流が流れる
負荷では，その使用開始時に大電流が流れるため，白熱
灯等の負荷には使用できない問題点があった。
また，所定の閾値を超える過電流が流れる場合にはイン
バータ回路を遮断するなどの処置が必要であるが，比較
的ゆっくりと変化する電流増大に対しては電圧安定化を
はかることが望まれる。
本発明は，従来技術のこの様な問題点に鑑みてなされた
ものであり，スイッチング素子をオンさせている低周波
信号の半周期の間に過電流が検出されたとき，それ以降
の当該半周期の間当該スイッチング素子をオフ状態に保
持するようにして，スイッチング素子の過電流による破
壊を防止する過電流保護装置を提供することを目的とし
ている。
〔課題を解決するための手段〕
上記目的を達成するために，本発明の過電流保護装置
は，低周波のドライブ信号で交互にドライブされる低周
波スイッチング素子と該低周波スイッチング素子のオン
期間に高周波のドライブ信号でドライブされる高周波ス
イッチング素子とがブリッジ状に接続されてなるブリッ
ジ回路部を備えると共に，組をなす上記低周波及び高周
波スイッチング素子へ上記低周波及び高周波の各ドライ
ブ信号を供給するドライブ信号供給回路が設けられたイ
ンバータ回路部を用い，かつ上記ブリッジ回路部に対す
る給電回路中に電圧安定化回路をそなえて，エンジン駆
動の交流発電機で発電された交流電圧を直流に変換した
上でさらに所定の低周波交流電圧に変換するエンジン駆
動交流発電装置において， ブリッジ回路部に所定電流以上に流れる過電流を検出す
る過電流検出回路と， 低周波スイッチング素子がオンとなる低周波信号の半周
期間中に過電流検出回路が所定の閾値を超える過電流を
検出したとき，その過電流検出時以降の当該半周期の間
オンに駆動されるべき低周波及び高周波スイッチング素
子の少なくとも一方をオフさせる信号をドライブ信号供
給回路に出力するドライブ信号制御回路と， 上記過電流検出回路が上記所定の閾値以下の電流状態を
検出している間，当該過電流検出回路が上記電圧安定化
回路に対する電圧安定化信号として当該電圧安定化回路
に供給する電圧安定化信号供給回路部と， 出力端に正弦波波形を得るためのローパスフィルタとを
備えた ことを特徴としている。以下図面を参照しつつ説明す
る。
〔実施例〕
第１図は本発明に係る過電流保護装置の基本構成とPWM
方式によるインバータ回路部の一実施例構成，第２図は
ブリッジ回路部内の各点における波形説明図，第３図は
過電流保護の波形説明図，第４図は本発明の過電流保護
装置が用いられているエンジン駆動交流発電装置の一実
施例回路構成を示している。
第１図において，符号1,2はトランジスタ,3は過電流検
出回路,4はドライブ信号制御回路,5,6は出力端子,9,10
はFETトランジスタ,11,12は電流検出用抵抗,14は三相交
流発電機,15は整流器,16は電圧安定化回路,17,18はイン
ダクタ,19はコンデンサ,22は正弦波発生回路,23は矩形
波発生回路,24は三角波発生回路,25,26は絶対値回路,27
はコンパレータ,28はドライブ信号供給回路,29,30はア
ンド回路,31,32はノット回路,33はブリッジ回路部を表
している。
正弦波発生回路22は所定の低周波の正弦波，すなわち50
Hz又は60Hzの商用周波の正弦波を発生させる発振器であ
り，例えばウィーンブリッジ発振器等の既知の回路が用
いられている。該正弦波発生回路22の発振周波数で出力
端子5,6の交流出力電圧の周波数が定まる。該正弦波発
生回路22が出力する正弦波波形が第２図（ａ）の（Ｉ）
に示されている。
矩形波発生回路23は上記正弦波発生回路22からの商用周
波の正弦波を受け，該正弦波の正の波形又は負の波形ご
とにその波形に同期した第２図（ａ）の（Ｖ），（VI）
図示の矩形波をそれぞれ出力する。これら２つの矩形波
は正弦波発生回路22からの正弦波を第２図（ａ）の
（Ｉ）図示のしきい値レベルL1,L2で分離生成するよう
になっており，これら２つの矩形波が同時にＨレベルと
なることはないように生成されている。
三角波発生回路24は第２図（ａ）の（II）図示の三角波
を発生させる発振器であり，その発振周波数は上記正弦
波発生回路22から発生される正弦波の商用周波に比べ高
く選ばれており，例えば10KHzの周波数が用いられてい
る。
絶対値回路25,26は入力されてくる信号波形について，
零レベルを基準に負の波形を正の波形に折り返す全波整
流回路であり，絶対値回路25は正弦波発生回路22の正弦
波の負の波形を折り返し，絶対値回路26は三角波発生回
路24の三角波の負の波形を折り返すように動作する。従
ってこれら２つの絶対値回路25,26からは，第２図
（ａ）の（III）に示された実線の波形が出力されてく
る。
コンパレータ27は絶対値回路25で負の波形部分が正側へ
折り返された正弦波の全波整流波形と，絶対値回路26で
負の波形部分が正側へ折り返された元の三角波形の約２
倍の周波数となった全波整流波形の三角波とから，比較
される全波整流された正弦波のレベルに応じたパルス幅
を有するPWM信号を生成する回路である。従って該コン
パレータ27から第２図（ａ）の（IV）図示のPWM信号が
出力される。
ドライブ信号供給回路28はブリッジ回路部33のスイッチ
ング素子へそのドライブ信号を供給する回路で，正弦波
発生回路22から発生した正弦波の正負の各波形に同期し
て矩形波発生回路23からそれぞれ発生する矩形波のドラ
イブ信号Φ1,Φ2,及び該矩形波のドライブ信号Φ1,Φ２
とコンパレータ27から出力される上記PWM信号とをアン
ド回路29,30でそれぞれアンドをとって得られる第２図
（ａ）の（VII），（VIII）図示のドライブ信号Φ3,Φ
４の４つの信号を用意する。
ドライブ信号供給回路28からのドライブ信号Φ３とΦ４
とはノット回路31と32とをそれぞれ介してブリッジ回路
部33内のFETトランジスタ9,10をそれぞれドライブさせ
るように構成されているので，正弦波発生回路22から発
生する正弦波の正の半周期ごとにトランジスタ１とFET
トランジスタ９とがそれぞれドライブされ，また上記正
弦波の負の半周期ごとにトランジスタ２とFETトランジ
スタ10とがそれぞれドライブされ，常に秩序正しくブリ
ッジ回路部33のスイッチング素子がそれぞれドライブさ
れることになる。従って出力端子５と６との間に正弦波
発生回路22で発生する正弦波の周波数に対応した周波数
の交流電圧が発生する。
この様にして発生した交流電圧，すなわちブリッジ回路
部33内のＡ−Ｂ間の電圧波形は第２図（ｂ）の（XI）図
示の如き波形であり，インダクタ17,18とコンデンサ19
とで構成されるローパスフィルタを通すことにより，出
力端子５と６との出力電圧は第２図（ｂ）の（XII）図
示の正弦波に波形整形される。
出力端子５と６との間に負荷が接続されると，正弦波の
正の半周期，負の半周期毎に負荷電流が電流検出用抵抗
11,12にそれぞれ流れ，第２図（ｂ）の（XIII），（XI
V）図示の電流波形が当該電流検出用抵抗11,12の端子間
に発生する。この電流波形の各波高値は負荷の大きさ，
つまり負荷電流の大きさに応じて変動する。
過電流検出回路３はブリッジ回路部33に流れる負荷電
流，すなわち電流検出用抵抗11,12に流れる電流を基に
予め定められている電流値より大きい過電流を検出する
回路であり，過電流が検出されたときその検出信号をド
ライブ信号制御回路４へ送出するようになっている。
ドライブ信号制御回路４は，過電流検出回路３から上記
過電流の検出信号を受けたとき，アンド回路29又はアン
ド回路30のゲートを閉じさせるように制御する。例えば
トランジスタ１及びFETトランジスタ９の組がオンとな
る低周波信号の半周期間，つまり正弦波発生回路22から
発生する正弦波の正の半周期間中に過電流検出回路３が
過電流を検出したとき，その過電流検出時以降の当該正
の半周期間中，アンド回路29のゲートを閉じさせる。同
様にトランジスタ２及びFETトランジスタ10の組がオン
となる低周波信号の半周期，すなわち正弦波発生回路22
から発生する正弦波の負の半周期において過電流検出時
以降の当該負の半周期間中，アンド回路30のゲートを閉
じさせる。
今，例えば正弦波発生回路22から発生する正弦波の正の
半周期間に出力端子5,6の間で過電流が流れたものとす
ると，当該正の半周期ではドライブ信号供給回路28から
のドライブ信号Φ1,Φ３によってトランジスタ１とFET
トランジスタ９とがオンとなる期間となっており，この
期間に上記過電流が電流検出用抵抗11を介して過電流検
出回路３で検出される。過電流検出回路３は直ちにドラ
イブ信号制御回路４を介してアンド回路29のゲートを閉
じさせる。これにより当該アンド回路29は過電流検出時
以降の残りの正の半周期間，コンパレータ27からのPWM
信号の通過を阻止し，高周波のドライブ信号Φ３は第３
図の（VIII）の様に制御される。従ってこの過電流検出
以降の残りの正の半周期間中は,FETトランジスタ９はオ
フに制御され，第３図の（XII），（XIII）の如く出力
端子5,6間の出力電圧は消滅し，負荷電流，すなわち過
電流も流れなくなる。
正弦波発生回路22から発生する正弦波の負の半周期にな
ると，トランジスタ２とFETトランジスタ10とがドライ
ブ信号供給回路28からのドライブ信号Φ2,Φ４によって
オンに制御される。この負の半周期においても，電流検
出用抵抗12を介して過電流検出回路３が所定の電流以上
の過電流を検出したとき，同様の制御によってその過電
流検出時以降の残りの負の半周期間中，出力端子5,6間
の出力電圧，過電流は第３図の（XII），（XIII）の如
く消滅する。
この様に，過電流検出回路３がブリッジ回路部33の過電
流を検出した瞬間，それ以降，例えばFETトランジスタ
９をオンさせる高周波のドライブ信号Φ３がその残りの
正の半周期間強制的にオフに制御される。次の負の半周
期については，パルス幅変調（PWM）信号を用いている
ことから第２図（ａ）（VII）などに示すように半波周
期の前半においてパルス幅が小さいものであり，かつ当
該パルス幅の小さいものがインダクタ17,18とコンデン
サ19とのローパスフィルタで波形整形された正弦波出力
が出力端子5,6間に得られるようになっているので，当
該負の半周期の出力電圧の立上りは，いわゆるゼロクロ
スで徐々に立上るソフトスタート的な電圧の立上りとな
る。しかしながら当該負の半周期内に再び所定の電流，
すなわち過電流設定値を超える過電流が電流検出用抵抗
12に流れると，高周波のドライブ信号Φ４が消滅しオン
となるべきFETトランジスタ10がそれ以降オフとなる。
そして次の正の半周期になるとFETトランジスタ９がオ
ンとなる。以後この動作が繰返される。従って白熱灯等
の負荷で点灯時定格電流の数倍から十数倍の電流が流れ
ても，自己発熱によりその抵抗値が増し，過電流検出回
路３によって検出される過電流の検出タイミングが次第
に遅くなりその過電流が減ってくるから，やがて正規の
動作に移行する。
第１図では動作の説明上,FETトランジスタ9,10への高周
波のドライブ信号Φ3,Φ４だけを阻止するように説明し
ているが，アンド回路等を用いてトランジスタ1,2を駆
動する低周波のドライブ信号Φ1,Φ２だけを阻止するこ
とも，またドライブ信号Φ１とΦ３及びΦ２とΦ４をそ
れぞれ同時に阻止する構成のドライブ信号供給回路28と
することもできる。
第４図は本発明の過電流保護装置が用いられているエン
ジン駆動交流発電装置の一実施例回路構成を示してお
り，符号３ないし3,9ないし12,14ないし19,22ないし24,
28,31ないし33は第１図のものに対応している。符号7,8
はFETトランジスタで第１図のトランジスタ1,2に対応す
るもの,20は直流電源回路であって各回路へ電源電圧を
供給するもの,26−1,26−２は絶対値回路で第１図の絶
対値回路26に対応するもの,34はコンパレータ部,41,42
はフォトカプラ,43,44はナンド回路,45,46はフリップフ
ロップ回路,47はノット回路,48ないし55はOPアンプ,56
ないし63はトランジスタ,64は可変抵抗を表わしてい
る。
第４図の回路構成においては，ブリッジ回路部33のスイ
ッチング素子はFETトランジスタが用いられており,FET
トランジスタ７と９及びFETトランジスタ８と10がそれ
ぞれ組をなしている。FETトランジスタ７はドライブ信
号供給回路28のフォトカプラ41を介して低周波のドライ
ブ信号Φ１で駆動され,FETトランジスタ９はナンド回路
43から出力される高周波のドライブ信号Φ３で駆動され
る。またFETトランジスタ８はフォトカプラ42を介して
低周波のドライブ信号Φ２で駆動され,FETトランジスタ
10はナンド回路44から出力される高周波のドライブ信号
Φ４で駆動される。
過電流検出回路３は，第２図（ｂ）の（XIII），（XI
V）に示されている如く低周波信号の半周期ごとに電流
検出用抵抗11,12でそれぞれ検出された電流（この電流
は負荷電流の大きさに応じてその波高値が変化する）を
OPアンプ48,49で適宜増幅した後，第２図（ｂ）の（X
V）の如くOPアンプ50で両者を合成し，この合成波形の
レベルと可変抵抗64によって任意に設定される過電流設
定レベルとをOPアンプ51のコンパレータで比較し，ブリ
ッジ回路部33に流れる過電流を検出するように構成され
ている。
なお上記OPアンプ50で合成された合成波形の電圧は，コ
ンデンサを含む平滑回路を介して，電圧安定化回路16に
対して，電圧安定化信号として供給される。
当該電圧安定化回路16は，ブリッジ回路部33に対する電
源電圧を安定にしている回路である。当該電圧安定化回
路16からの出力は端子5,6から給電する負荷に対するエ
ネルギを供給するものであり，当該電圧安定化回路16は
一般にサイリスタを用いて構成される。即ち，サイリス
タに対するゲート制御によって電圧安定化をはかり，そ
の出力側に平滑回路がもうけられて，ブリッジ回路部33
に対して，安定化されかつ平滑化された電圧を供給す
る。
当該電圧安定化回路16をもうける理由は，言うまでもな
く，ブリッジ回路部33に対して，安定化された電圧（直
流電圧）を供給するためである。
本発明の場合，第４図図示の実施例において,OPアンプ5
0の出力は，端子5,6に接続された負荷に対する供給電流
の大きさに対応するものである。当該供給電流が増大し
ようとするとき，一般に，ブリッジ回路部33に印加され
る電源電圧が低下しようとする。したがって上記供給電
流が増加しようとするとき，ブリッジ回路部33に供給す
る直流電圧を増加して，当該ブリッジ回路部33に印加さ
れる電源電圧を安定化するようにされる。
第４図において,OPアンプ50の出力が電圧安定化回路16
に対して電圧安定化信号として供給されているのは，こ
の電圧安定化信号にもとづいて，電圧安定化回路16内の
上記サイリスタのゲートを制御するためである。
本発明の場合，過電流状態が発生した場合には，上記OP
アンプ51にて検出して過電流対策を発動させるが，過電
流状態に至らない範囲においては，ブリッジ回路部33に
対する電源電圧を一定化して，負荷に対して必要なエネ
ルギを供給するようにしている。
ドライブ信号制御回路４は過電流検出回路３で検出され
た過電流検出信号を受け，その過電流が検出された低周
波信号の半周期に対応してフリップフロップ回路45の出
力端子１又は46の出力端子２にＨレベルの信号を出
力し，対応トランジスタ60又は61をオンするようになっ
ている。当該フリップフロップ回路45,46はＤ型フリッ
プフロップ回路が用いられているので，矩形波発生回路
23からの次の半周期の低周波のドライブ信号Φ２又はΦ
１によるセットが掛るまで当該フリップフロップ回路45
又は46の出力端子１又は２はそのＨレベルを保持す
る。従って過電流検出回路３によって或る低周波信号の
半周期に過電流が検出され，例えばフリップフロップ回
路45の出力端子１がＨレベルとなったとき，当該過電
流検出時以降矩形波発生回路23からの次の低周波のドラ
イブ信号Φ２でフリップフロップ回路45がセットされる
までの残りの半周期の間，その出力端子１のＨレベル
が保持され，対応トランジスタ60はこの期間オンに制御
される。フリップフロップ回路46についても同様の動作
を行い，フリップフロップ回路46の出力端子２がＨレ
ベルに保持される間対応トランジスタ61がオンに制御さ
れるようになっている。
ドライブ信号供給回路28,FETトランジスタ7,8をそれぞ
れ駆動するための低周波のドライブ信号Φ1,Φ２をフォ
トカプラ41,42から出力させると共に,FETトランジスタ
9,10をそれぞれ駆動するための高周波のドライブ信号Φ
3,Φ４を各ノット回路31,32を介してナンド回路43,44か
ら出力させている。そしてドライブ信号制御回路４のト
ランジスタ60,61がオンに制御されたとき，フォトカプ
ラ41,42の各アノード側がアース電位に落され，上記低
周波のドライブ信号Φ1,Φ２の供給を阻止し，これと同
時にフリップフロップ回路45,46の出力端子Q1,Q2がＬレ
ベルとなって，各ナンド回路43,44のゲートがそれぞれ
閉じられ，上記高周波のドライブ信号Φ3,Φ４の供給が
阻止されるようになっている。
コンパレータ部34は差動増幅器を構成するOPアンプ52
と，誤差増幅器として動作するOPアンプ53及びコンパレ
ータとして動作する２つのOPアンプ54,55を備えてお
り，当該２つのコンパレータを構成するOPアンプ54,55
は第１図のコンパレータ27に相当し,OPアンプ53から出
力される正弦波が絶対値回路26−1,26−２で得られた三
角波により変調され,PWM信号を発生するようになってい
る。
なお差動増幅器を構成するOPアンプ52に出力端子5,6か
ら得られる正弦波の一部をそれぞれ入力し，その出力と
誤差増幅器のOPアンプ53で正弦波発生回路22の正弦波と
比較されるようにしている。この様に正弦波発生回路22
の基準正弦波と出力端子5,6からフィードバックされた
正弦波とを常に比較することにより，出力電圧の変動に
対しパルス幅が変化してその誤差を小さくする方向に働
くこととなり，出力端子5,6には良質の正弦波が得られ
るようにしている。
なお過電流検出回路３におけるOPアンプ50の出力を平滑
化して電圧安定化回路16へ電圧安定化信号を供給する回
路が，本発明にいう電圧安定化信号供給回路部を構成し
ている。
電圧安定化回路16は，所定の閾値を超えない範囲の電流
状態に対応した電圧安定化信号を受け，ブリッジ回路部
33に印加する電圧を制御する。
次に第３図の過電流保護の波形図を用いて第４図に示さ
れた本発明の過電流保護装置の動作を説明する。
今，一組のFETトランジスタ７と９とがオンとなる周期
に負荷が投入され，第３図の（Ｉ）に示される（イ）の
正の半周期に過電流状態になったものとする。ブリッジ
回路部33のFETトランジスタ９のソースとグランドとの
間に接続されている電流検出用抵抗11の端子間電圧が上
がり,OPアンプ48で増幅されたこの検出電流の端子間電
圧はコンパレータのOPアンプ51に可変抵抗64で設定され
ている電圧レベルＫを第３図の（IV）の様に超えるた
め,OPアンプ51の出力は同図の（Ｖ）の様にＨレベルか
らＬレベルに反転する。このOPアンプ51の出力はシュミ
ットトリガ型のノット回路47で再度反転され，フリップ
フロップ回路45,46の各CK端子にそれぞれ入力される。
当該フリップフロップ回路45,46の以前の状態は同図の
（VI），（VII）に示されている様にQ1の出力端子はＨ
レベル,Q2の出力端子はＨレベルとなっている。第４図
のナンド回路43,44への入力信号から明らかな様に，当
該ナンド回路43,44からは矩形波発生回路23が出力する
低周波のドライブ信号Φ1,Φ２に同期してコンパレータ
部34で発生されたPWM信号が出力されている。
所で，上記過電流検出回路３によって検出された過電流
により，フリップフロップ回路45にトリガが掛りその出
力端子Q1のＨレベルがＬレベルに反転すると，ナンド回
路43の出力はＬレベルとなる。これによってFETトラン
ジスタ９のゲート信号がなくなり，当該FETトランジス
タ９はオフとなる。これと同時にフリップフロップ回路
45の出力端子１はＬレベルからＨレベルに反転し，ト
ランジスタ60がオンに制御されて,FETトランジスタ７に
矩形波発生回路23からの低周波のドライブ信号Φ１を送
るフォトカプラ41の動作が阻止される。従ってFETトラ
ンジスタ７もオフとなり，出力端子5,6間に接続されて
いる負荷に電圧が印加されない状態となる。すなわち負
荷電流が遮断される。この負荷電流が遮断されると電流
検出用抵抗11の端子間電圧が降下し，コンパレータのOP
アンプ51の出力はＬレベルからＨレベルへ反転するが，
フリップフロップ回路45は次の立上りパルスが来るまで
その出力端子Q1,１がL,Hレベルを保持し続けるので，
第３図の（Ｉ）に示された（イ）の正の半周期の間，す
なわち矩形波発生回路23から出力されている低周波のド
ライブ信号Φ１の終了までこの状態が続く。
次に上記低周波の正の半周期（イ）が終り，次の（ロ）
で示される負の半周期，すなわち矩形波発生回路23から
出力される低周波のドライブ信号Φ２の同期となる。
同該ドライブ信号Φ１はフリップフロップ回路46のセッ
ト端子に入力し，次のドライブ信号Φ２はフリップフロ
ップ回路45のセット端子に入力するようになっているの
で，ドライブ信号Φ２の立上りでフリップフロップ回路
45がセットされる。一方，フリップフロップ回路46は先
の同期でドライブ信号Φ１によりセットされているの
で，今度の同期は正常に始まる。
ただし出力端子5,6間に接続されている負荷の負荷状態
が依然として過電流の状態にあるとき，今度はオンとな
っている他の組のFETトランジスタ8,10に流れる電流が
予め設定されている過電流検出設定値を超えた瞬間に，
上記説明の正の半周期の場合と同様にしてフリップフロ
ップ回路46の出力端子Q2がＨレベルからＬレベルへ反転
しナンド回路43のゲートを閉じると共に，トランジスタ
61がオンに制御され，上記説明の正の半周期の場合と同
様に出力は遮断される。
第４図図示の過電流検出回路3,ドライブ信号制御回路4,
ドライブ信号供給回路28,ブリッジ回路部33及びコンパ
レータ部34の回路構成はそれぞれ一実施例を示している
ものであり，他の回路でそれぞれを構成してもよい。ま
た第１図で説明した様に，ドライブ信号供給回路28は高
周波スイッチング素子，低周波スイッチング素子をそれ
ぞれ単独に或いは組でその動作を阻止するようにしても
よい。
〔発明の効果〕
以上説明した如く，本発明によれば，本来ならばスイッ
チング素子の耐量を超えるような過電流がスイッチ投入
時に流れようとしてもスイッチング素子の破壊が防止さ
れる。
そして過電流が遮断された場合でも，次の半周期の緩や
かなソフトスタート的な電圧で立上げることができ，ス
イッチング素子を保護することができる。
また出力が短絡されたとしても短絡電流を或るレベルで
検知して電圧の半周期間は回路を遮断し，次の半周期も
過電流状態が続くとき，半周期毎に過電流検出設定値に
なった以降について回路を遮断する動作が繰返され，短
絡が解除されれば正規の状態に自動復帰できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明に係る過電流保護装置の基本構成とPWM
方式によるインバータ回路部の一実施例構成，第２図は
ブリッジ回路部内の各点における波形説明図，第３図は
過電流保護の波形説明図，第４図は本発明の過電流保護
装置が用いられているエンジン駆動交流発電装置の一実
施例回路構成を示している。 図中,1,2はトランジスタ,3は過電流検出回路,4はドライ
ブ信号制御回路,7ないし10はFETトランジスタ,11,12は
電流検出用抵抗,14は三相交流発電機,15は整流器,16は
電圧安定化回路,17,18はインダクタ,19はコンデンサ,22
は正弦波発生回路,23は矩形波発生回路,24は三角波発生
回路,25,26,26−1,26−２は絶対値回路,27はコンパレー
タ,28はドライブ信号供給回路,29,30はアンド回路,31,3
2はノット回路,33はブリッジ回路部,34はコンパレータ
部,41,42はフォトカプラ,43,44はナンド回路,45,46はフ
リップフロップ回路,47はノット回路,48ないし55はOPア
ンプ,56ないし63はトランジスタ,64は可変抵抗を表わし
ている。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】低周波のドライブ信号で交互にドライブさ
    れる低周波スイッチング素子と該低周波スイッチング素
    子のオン期間に高周波のドライブ信号でドライブされる
    高周波スイッチング素子とがブリッジ状に接続されてな
    るブリッジ回路部を備えると共に，組をなす上記低周波
    及び高周波スイッチング素子へ上記低周波及び高周波の
    各ドライブ信号を供給するドライブ信号供給回路が設け
    られたインバータ回路部を用い，かつ上記ブリッジ回路
    部に対する給電回路中に電圧安定化回路をそなえて，エ
    ンジン駆動の交流発電機で発電された交流電圧を直流に
    変換した上でさらに所定の低周波交流電圧に変換するエ
    ンジン駆動交流発電装置において， ブリッジ回路部に所定電流以上に流れる過電流を検出す
    る過電流検出回路と， 低周波スイッチング素子がオンとなる低周波信号の半周
    期間中に過電流検出回路が所定の閾値を超える過電流を
    検出したとき，その過電流検出時以降の当該半周期の間
    オンに駆動されるべき低周波及び高周波スイッチング素
    子の少なくとも一方をオフさせる信号をドライブ信号供
    給回路に出力するドライブ信号制御回路と， 上記過電流検出回路が上記所定の閾値以下の電流状態を
    検出している間，当該過電流検出回路が上記電圧安定化
    回路に対する電圧安定化信号として当該電圧安定化回路
    に供給する電圧安定化信号供給回路部と， 出力端に正弦波波形を得るためのローパスフィルタとを
    備えた ことを特徴とする過電流保護装置。
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