JPH0328914B2 - - Google Patents
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- JPH0328914B2 JPH0328914B2 JP58228431A JP22843183A JPH0328914B2 JP H0328914 B2 JPH0328914 B2 JP H0328914B2 JP 58228431 A JP58228431 A JP 58228431A JP 22843183 A JP22843183 A JP 22843183A JP H0328914 B2 JPH0328914 B2 JP H0328914B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は交流電動機を駆動する電圧型電力変換
器の制御装置に関する。
器の制御装置に関する。
電圧型電力変換器は誘導電動機や同期電動機な
どの交流電動機を駆動するのに用いられる。電圧
型電力変換器は正弦波電圧を出力するもので、例
えばばPWMインバータやグレーツ結線されたサ
イリスタ回路の逆並列回路を各相毎に設けたサイ
クロコンバータなどがある。電圧型電力変換器の
点弧制御を行うための正弦波電圧指令信号は電流
指令信号と電力変換器の出力電流を検出した電流
検出信号を比較して得ている。電圧型電力変換器
で交流電動機を駆動する場合、電流指令信号は交
流電動機の速度指令信号と速度検出信号の偏差に
比例して振幅の変化する正弦波信号として得てい
る。
どの交流電動機を駆動するのに用いられる。電圧
型電力変換器は正弦波電圧を出力するもので、例
えばばPWMインバータやグレーツ結線されたサ
イリスタ回路の逆並列回路を各相毎に設けたサイ
クロコンバータなどがある。電圧型電力変換器の
点弧制御を行うための正弦波電圧指令信号は電流
指令信号と電力変換器の出力電流を検出した電流
検出信号を比較して得ている。電圧型電力変換器
で交流電動機を駆動する場合、電流指令信号は交
流電動機の速度指令信号と速度検出信号の偏差に
比例して振幅の変化する正弦波信号として得てい
る。
ところで、電力変換器で交流電動機を駆動する
と電動機から磁気音（騒音）が発生する。磁気音
が発生する理由は電力変換器の出力電流に高調波
成分が含まれているためである。騒音は交流電動
機の電流制御系の応答を高くすると大きくなり、
特に電動機の低速運転時のように機械音のレベル
が低いときに不快感を与える。
と電動機から磁気音（騒音）が発生する。磁気音
が発生する理由は電力変換器の出力電流に高調波
成分が含まれているためである。騒音は交流電動
機の電流制御系の応答を高くすると大きくなり、
特に電動機の低速運転時のように機械音のレベル
が低いときに不快感を与える。
一方、交流電動機の設置場所も高騒音の場所の
みでなく低騒音の場所にも設置されるようになつ
てきている。また交流電動機を高騒音の場所に設
置する場合でも、不快感を与える騒音は作業環境
の点からも好ましいことではない。このため、電
圧型電力変換器で駆動される交流電動機の発生す
る騒音を低減することが強く要望されている。
みでなく低騒音の場所にも設置されるようになつ
てきている。また交流電動機を高騒音の場所に設
置する場合でも、不快感を与える騒音は作業環境
の点からも好ましいことではない。このため、電
圧型電力変換器で駆動される交流電動機の発生す
る騒音を低減することが強く要望されている。
従来、PWMインバータで誘導電動機を駆動す
る際に騒音を低減する方法として、１次電流の励
磁電流成分を軽負荷になると小さくして電動機磁
束を変化させる方法が提案されている。しかしな
がら、この方法は無負荷時や軽負荷時の騒音低減
は可能であるが、定格負荷時においては磁束が定
格値とるなため騒音を低減できないという欠点を
有する。
る際に騒音を低減する方法として、１次電流の励
磁電流成分を軽負荷になると小さくして電動機磁
束を変化させる方法が提案されている。しかしな
がら、この方法は無負荷時や軽負荷時の騒音低減
は可能であるが、定格負荷時においては磁束が定
格値とるなため騒音を低減できないという欠点を
有する。
本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするところは負荷状態に拘らず騒音を低
減でき、かつ電流制御を高応答で行える電圧型電
力変換器の制御装置を提供することにある。
の目的とするところは負荷状態に拘らず騒音を低
減でき、かつ電流制御を高応答で行える電圧型電
力変換器の制御装置を提供することにある。
本発明の特徴とするところは電流指令信号と電
力変換器の出力電流を検出した電流検出信号を比
較し、電流偏差に応じて正弦波電圧指令信号を得
る際に、各相の正弦波電圧指令信号を加算して不
平衡信号（中性点電圧信号）を検出し、この中性
点電圧信号を電流指令信号に負帰還するようにし
たことにある。
力変換器の出力電流を検出した電流検出信号を比
較し、電流偏差に応じて正弦波電圧指令信号を得
る際に、各相の正弦波電圧指令信号を加算して不
平衡信号（中性点電圧信号）を検出し、この中性
点電圧信号を電流指令信号に負帰還するようにし
たことにある。
なお、中性点電圧信号を電流検出信号に正帰還
すること、あるいは電流指令信号と電流検出信号
の電流偏差に中性点電圧信号を負帰還することは
中性点電圧信号を電流指令信号に負帰還すること
と等価である。したがつて、中性点電圧信号を電
流検出信号に正帰還することや中性点電圧信号を
電流偏差に負帰還することが本発明の範囲に含ま
れることは勿論である。
すること、あるいは電流指令信号と電流検出信号
の電流偏差に中性点電圧信号を負帰還することは
中性点電圧信号を電流指令信号に負帰還すること
と等価である。したがつて、中性点電圧信号を電
流検出信号に正帰還することや中性点電圧信号を
電流偏差に負帰還することが本発明の範囲に含ま
れることは勿論である。
第１図に本発明の一実施例を示す。第１図は
PWMインバータで交流電動機を駆動する場合の
例である。
PWMインバータで交流電動機を駆動する場合の
例である。
第１図において交流電動機２はPWMインバー
タ１により駆動される。PWMインバータ１の出
力電流iU，iV，iWは電流検出器３により検出され
る。交流電動機２には速度検出器４が機械的に直
結されている。速度指令回路５の速度指令信号
N*と速度検出器４の速度検出信号Ｎは加算器６
において図示の極性で加算され、その偏差ΔNが
速度制御回路７に入力される。速度制御回路７は
速度偏差ΔNに比例して電動機２の入力電流の大
きさを指令する電流制御信号（直流信号）I*を出
力する。電流制御信号I*は電流指令回路８に入力
される。磁束位置検出回路９は交流電動機２の磁
極位置、つまり磁束位相を検出し、磁束位置信号
を電流位相基準信号として電流指令回路８に加え
る。磁束位置検出回路９としては、同期電動機の
場合には電動機の軸端に取付けられる正弦波位置
検出機や電動機の端子電圧を検出する電圧検出器
が用いられる。また、誘導電動機をベクトル制御
する場合には１次周波数指令に応じた周波数で
90゜位相差の２相正弦波信号を発振する発振器が
用いられる。電流指令回路８は電流制御信号I*と
電流位相基準信号を入力し、後述するようにして
120゜位相差の多相の電流指令信号iU *，iV *，iW *を
出力する。電流指令信号iU *，iV *，iW *と電流検出
器３で検出した電流検出信号iU，iV＋iWは各相毎
にそれぞれ加算器１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗにおい
て図示の極性で加算される。加算器１０Ｕ，１０
Ｖ，１０Ｗには中性点電圧検出回路１７の出力す
る中性点電圧信号eNも図示するように電流指令信
号iU *，iV *，iW *と逆極性で加えられる。電流制御
回路１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗはそれぞれ加算器１
０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗの出力する電流偏差ΔiU，
ΔiV，ΔiWに応じた振幅の正弦波電圧指令信号vU
＊，vV *，vW *を出力する。加算器１２Ｕ，１２
Ｖ，１２Ｗは電圧指令信号（変調波）vU *，vV *，
vW *と発振器１３の発生する３角波信号（搬送
波）Ｔを図示の極性で入力して比較する。比較器
１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗはそれぞれ加算器１２
Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの出力信号の極性に基づきイ
ンバータを構成するスイツチング素子をオン，オ
フするパルス幅変調パルス（PWMパルス）を発
生する。比較器１４Ｕ，１４Ｖ，４Ｗの発生する
PWMパルスはゲート回路１５を介してインバー
タ１に加えられる。中性点電圧検出回路１７は電
圧指令信号vU *，vV *，vW *を加算する加算器１６
の加算値を入力して中性点電圧信号をeNを出力す
る。
タ１により駆動される。PWMインバータ１の出
力電流iU，iV，iWは電流検出器３により検出され
る。交流電動機２には速度検出器４が機械的に直
結されている。速度指令回路５の速度指令信号
N*と速度検出器４の速度検出信号Ｎは加算器６
において図示の極性で加算され、その偏差ΔNが
速度制御回路７に入力される。速度制御回路７は
速度偏差ΔNに比例して電動機２の入力電流の大
きさを指令する電流制御信号（直流信号）I*を出
力する。電流制御信号I*は電流指令回路８に入力
される。磁束位置検出回路９は交流電動機２の磁
極位置、つまり磁束位相を検出し、磁束位置信号
を電流位相基準信号として電流指令回路８に加え
る。磁束位置検出回路９としては、同期電動機の
場合には電動機の軸端に取付けられる正弦波位置
検出機や電動機の端子電圧を検出する電圧検出器
が用いられる。また、誘導電動機をベクトル制御
する場合には１次周波数指令に応じた周波数で
90゜位相差の２相正弦波信号を発振する発振器が
用いられる。電流指令回路８は電流制御信号I*と
電流位相基準信号を入力し、後述するようにして
120゜位相差の多相の電流指令信号iU *，iV *，iW *を
出力する。電流指令信号iU *，iV *，iW *と電流検出
器３で検出した電流検出信号iU，iV＋iWは各相毎
にそれぞれ加算器１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗにおい
て図示の極性で加算される。加算器１０Ｕ，１０
Ｖ，１０Ｗには中性点電圧検出回路１７の出力す
る中性点電圧信号eNも図示するように電流指令信
号iU *，iV *，iW *と逆極性で加えられる。電流制御
回路１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗはそれぞれ加算器１
０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗの出力する電流偏差ΔiU，
ΔiV，ΔiWに応じた振幅の正弦波電圧指令信号vU
＊，vV *，vW *を出力する。加算器１２Ｕ，１２
Ｖ，１２Ｗは電圧指令信号（変調波）vU *，vV *，
vW *と発振器１３の発生する３角波信号（搬送
波）Ｔを図示の極性で入力して比較する。比較器
１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗはそれぞれ加算器１２
Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの出力信号の極性に基づきイ
ンバータを構成するスイツチング素子をオン，オ
フするパルス幅変調パルス（PWMパルス）を発
生する。比較器１４Ｕ，１４Ｖ，４Ｗの発生する
PWMパルスはゲート回路１５を介してインバー
タ１に加えられる。中性点電圧検出回路１７は電
圧指令信号vU *，vV *，vW *を加算する加算器１６
の加算値を入力して中性点電圧信号をeNを出力す
る。
次にその動作を説明する。
速度制御回路７の電流制御信号I*は交流電動機
２の入力電流（有効分電流）の大きさを指令す
る。電流指令回路８は電流制御信号I*と磁束位置
検出回路９の磁束位置信号φu，φv，φwを入力し
次のような演算を行い電流指令信号i*を出力す
る。磁束位置検出回路の磁束位置信号φu，φv，
φwは振幅一定の次式のような信号である。
２の入力電流（有効分電流）の大きさを指令す
る。電流指令回路８は電流制御信号I*と磁束位置
検出回路９の磁束位置信号φu，φv，φwを入力し
次のような演算を行い電流指令信号i*を出力す
る。磁束位置検出回路の磁束位置信号φu，φv，
φwは振幅一定の次式のような信号である。
φu＝sunωt
φv＝sin（ωt−２／３π）
φw＝sin（ωt−４／３π） ……(1)
ω：角速度
電流指令回路８は交流電動機２が同期電動機の
場合は次式のようなＵ相の電流指令信号iU *を出
力する。
場合は次式のようなＵ相の電流指令信号iU *を出
力する。
iU *＝I*sinωt ……(2)
Ｖ相とＷ相の電流指令信号iV *，iW *は信号iU *に
対し120゜，240゜遅れたものとなる。
対し120゜，240゜遅れたものとなる。
交流電動機２が誘導電動機でベクトル制御を行
う場合には次式によりＵ相の電流指令信号iU *を
求める。
う場合には次式によりＵ相の電流指令信号iU *を
求める。
iU *＝I1 *sin（ωt＋θ）＝Ia *cosωt＋In *sinωt……(3
) (3)式のI1 *とθは次式により求められる I1 *＝√（*）2＋（n *）2 ……(4) θ＝tan-1（Ia *／In *） ……(5) (3)式において、Ia *は有効分電流で速度制御回路
７の出力I*に相当する。また、In *は無効分電流
で、一般には一定値である。Ｖ相とＷ相の電流指
令信号iV *，iW *も同様にして求められる。
) (3)式のI1 *とθは次式により求められる I1 *＝√（*）2＋（n *）2 ……(4) θ＝tan-1（Ia *／In *） ……(5) (3)式において、Ia *は有効分電流で速度制御回路
７の出力I*に相当する。また、In *は無効分電流
で、一般には一定値である。Ｖ相とＷ相の電流指
令信号iV *，iW *も同様にして求められる。
電流指令回路８は以上のようにして各相の電流
指令信号iU *，iV *，iW *を発生する。電流制御回路
１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗは電流指令信号iU *，iV
＊，iW *と電流検出信号iU，iV，iWの偏差ΔiU，ΔiV，
ΔiWに比例した振幅の電圧指令信号vU *，vV *，vW
＊を出力する。電圧指令信号vU *，vV *vW *を変調
波とし、発振器１３の発生する３角波信号Ｔとを
加算器１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに加え比較する。
比較器１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗはv*＞Ｔの期間
に“１”レベルとなるPWMパルスを発生し、ゲ
ート回路１５を介してインバータ１のスイツチン
グ素子に与える。PWMパルスでインバータ１の
スイツチング素子をオン，オフ制御することによ
り、インバータ１の各相出力電流iU，iV，iWはそ
れぞれ電流指令信号iU *，iV *，iW *に追従するよう
に制御される。
指令信号iU *，iV *，iW *を発生する。電流制御回路
１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗは電流指令信号iU *，iV
＊，iW *と電流検出信号iU，iV，iWの偏差ΔiU，ΔiV，
ΔiWに比例した振幅の電圧指令信号vU *，vV *，vW
＊を出力する。電圧指令信号vU *，vV *vW *を変調
波とし、発振器１３の発生する３角波信号Ｔとを
加算器１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに加え比較する。
比較器１４Ｕ，１４Ｖ，１４Ｗはv*＞Ｔの期間
に“１”レベルとなるPWMパルスを発生し、ゲ
ート回路１５を介してインバータ１のスイツチン
グ素子に与える。PWMパルスでインバータ１の
スイツチング素子をオン，オフ制御することによ
り、インバータ１の各相出力電流iU，iV，iWはそ
れぞれ電流指令信号iU *，iV *，iW *に追従するよう
に制御される。
以上のようにしてPWMインバータの制御を行
うのであるが、本発明においては電圧指令信号vU
＊，vV *，vW *を加算器１１６で加算し、この加算
値に基づき中性点電圧検出回路１７で求めた中性
点電圧信号eNを電流指令信号iU *，iV *，iW *に負帰
還している。電圧指令信号vU *，vV *，vW *はイン
バータ１の出力電圧に比例し、かつ平衡状態にあ
る。インバータ１の出力電圧が３相平衡状態であ
ると、中性点電圧信号eNは零となるインバータ１
の出力電圧、つまり電圧指令信号vU *，vV *，vW *
が不平衡になると、中性点電圧信号eNは不平衡分
に比例した値をとることになる。しかし、中性点
電圧信号eNが電流指令信号iU *，iV *，iW *に負帰還
されるので直ちに平衡状態になる。
うのであるが、本発明においては電圧指令信号vU
＊，vV *，vW *を加算器１１６で加算し、この加算
値に基づき中性点電圧検出回路１７で求めた中性
点電圧信号eNを電流指令信号iU *，iV *，iW *に負帰
還している。電圧指令信号vU *，vV *，vW *はイン
バータ１の出力電圧に比例し、かつ平衡状態にあ
る。インバータ１の出力電圧が３相平衡状態であ
ると、中性点電圧信号eNは零となるインバータ１
の出力電圧、つまり電圧指令信号vU *，vV *，vW *
が不平衡になると、中性点電圧信号eNは不平衡分
に比例した値をとることになる。しかし、中性点
電圧信号eNが電流指令信号iU *，iV *，iW *に負帰還
されるので直ちに平衡状態になる。
第２図に電流制御回路１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ
の出力する電圧指令信号vU *，vV *vW *の波形の一
例を示す。同図ａは従来の波形を示し、同図ｂは
本発明による波形である。従来の場合は電圧指令
信号vU *，vV *vW *が平衡せず高調波分を含むもの
となつている。これに対し、本発明においては同
図ｂに示すように信号vU *，vV *vW *が平衡した正
弦波となる。
の出力する電圧指令信号vU *，vV *vW *の波形の一
例を示す。同図ａは従来の波形を示し、同図ｂは
本発明による波形である。従来の場合は電圧指令
信号vU *，vV *vW *が平衡せず高調波分を含むもの
となつている。これに対し、本発明においては同
図ｂに示すように信号vU *，vV *vW *が平衡した正
弦波となる。
この理由は次のように説明できる。電圧指令信
号vU *，vV *vW *に不平衡が出ると、すなわち、加
算器１６の出力をＳとするとき、 Ｓ＝VU *＋vV *＋vW *≠０ ……(6) となると、不平衡分Ｓに応じて中性点電圧信号eN
が中性点電圧検出回路１７からら出力され、不平
衡分Ｓが零となるように電流指令信号iU *，iV *，
iW *に負帰還されるからである。
号vU *，vV *vW *に不平衡が出ると、すなわち、加
算器１６の出力をＳとするとき、 Ｓ＝VU *＋vV *＋vW *≠０ ……(6) となると、不平衡分Ｓに応じて中性点電圧信号eN
が中性点電圧検出回路１７からら出力され、不平
衡分Ｓが零となるように電流指令信号iU *，iV *，
iW *に負帰還されるからである。
このように、電圧指令信号vU *，vV *vW *に含ま
れる高周波分がなくなるので交流電動機２の発生
する騒音レベルが低下し、かつ損失も少なくな
る。また、騒音レベルが低下すると電流制御回路
１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗのゲインは大きくとれる
ので、電流の応答性を高くできる。
れる高周波分がなくなるので交流電動機２の発生
する騒音レベルが低下し、かつ損失も少なくな
る。また、騒音レベルが低下すると電流制御回路
１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗのゲインは大きくとれる
ので、電流の応答性を高くできる。
第３図に第１図に示す実施例における実験結果
を示す。第３図は１次周波数（回転速度）と騒音
の実測特性図である。
を示す。第３図は１次周波数（回転速度）と騒音
の実測特性図である。
第３図に波線で示す特性ａは中性点電圧信号eN
を電流指令信号i*に負帰還しないときの特性であ
る。特性ｂは第１図の実施例における特性であ
る。この特性から明らかなように、本発明によれ
ば全速度範囲にわたり全体的に騒音レベルが低下
し、特に低速回転時には騒音レベルを著しく低減
できることが分る。
を電流指令信号i*に負帰還しないときの特性であ
る。特性ｂは第１図の実施例における特性であ
る。この特性から明らかなように、本発明によれ
ば全速度範囲にわたり全体的に騒音レベルが低下
し、特に低速回転時には騒音レベルを著しく低減
できることが分る。
以上のように、各相の正弦波電圧指令信号を加
算して中性点電圧信号を検出し、この中性点電圧
を電流指令信号に負帰還することによりインバー
タによつて駆動される交流電動機の発生する騒音
を低減できる。
算して中性点電圧信号を検出し、この中性点電圧
を電流指令信号に負帰還することによりインバー
タによつて駆動される交流電動機の発生する騒音
を低減できる。
また、第１図の実施例においては各相の正弦波
電圧指令信号を加算して中性点電圧信号を求める
という簡単な回路を付加するだけで容易に実現で
きる。
電圧指令信号を加算して中性点電圧信号を求める
という簡単な回路を付加するだけで容易に実現で
きる。
第４図に本発明の他の実施例を示す。
第４図は電圧型電力変換器としてサイクロンコ
ンバータを用いた場合の実施例である。
ンバータを用いた場合の実施例である。
第４図において第１図と同一符号のものは相当
物を示す。自動パルス移相器２０Ｕ，２０Ｖ，２
０Ｗはそれぞれ電流制御回路１１Ｕ，１１Ｖ，１
１Ｗの電圧指令信号vU *，vV *vW *を入力し、これ
に応じてサイクロコンバータ２１のサイリスタブ
リツジに点弧信号を出力する。サイクロコンバー
タ２１は各相毎に逆並列接続されたサイリスタブ
リツジUP，UN，VP，VN，WP，WNから構成
される。各相のサイリスタブリツジUP，UN…
…WNは、それぞれ自動パルス移相器２０Ｕ，２
０Ｖ，２０Ｗの点弧信号に応じてサイリスタを点
弧される。サイクロコンバータ２１の出力側は交
流電動機２に接続され、交流入力側は変換器２２
を通して商用電源に接続される。
物を示す。自動パルス移相器２０Ｕ，２０Ｖ，２
０Ｗはそれぞれ電流制御回路１１Ｕ，１１Ｖ，１
１Ｗの電圧指令信号vU *，vV *vW *を入力し、これ
に応じてサイクロコンバータ２１のサイリスタブ
リツジに点弧信号を出力する。サイクロコンバー
タ２１は各相毎に逆並列接続されたサイリスタブ
リツジUP，UN，VP，VN，WP，WNから構成
される。各相のサイリスタブリツジUP，UN…
…WNは、それぞれ自動パルス移相器２０Ｕ，２
０Ｖ，２０Ｗの点弧信号に応じてサイリスタを点
弧される。サイクロコンバータ２１の出力側は交
流電動機２に接続され、交流入力側は変換器２２
を通して商用電源に接続される。
この構成において、サイクロコンバータ２１の
出力電圧は電流制御回路１１Ｕ，１１１Ｖ，１１
Ｗの電圧指令信号vU *，vV *vW *に比例するように
制御される。このように、第４図の実施例におい
ても電流制御回路路１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの電
圧指令信号vU *，vV *vW *に比例するようにサイク
ロコンバータ２１の出力電圧が制御されるので、
中性点電圧信号eNを電流指令信号iU *，V *，iW *に
負帰還することによつて第１図と同様に騒音を低
減できる。また、サイクロコンバータは電圧指令
信号vU *，vV *vW *のリブル分を除去されることに
よつて出力周波数の上限を大きくできる。
出力電圧は電流制御回路１１Ｕ，１１１Ｖ，１１
Ｗの電圧指令信号vU *，vV *vW *に比例するように
制御される。このように、第４図の実施例におい
ても電流制御回路路１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗの電
圧指令信号vU *，vV *vW *に比例するようにサイク
ロコンバータ２１の出力電圧が制御されるので、
中性点電圧信号eNを電流指令信号iU *，V *，iW *に
負帰還することによつて第１図と同様に騒音を低
減できる。また、サイクロコンバータは電圧指令
信号vU *，vV *vW *のリブル分を除去されることに
よつて出力周波数の上限を大きくできる。
ここで、第１図，第４図の実施例において電流
検出器３は３相分検出するようにしているが、Ｗ
相電流を iU＝−（iV＋iW） ……(7) のようにして求めれば２相分を検出するだけでも
同様に行える。
検出器３は３相分検出するようにしているが、Ｗ
相電流を iU＝−（iV＋iW） ……(7) のようにして求めれば２相分を検出するだけでも
同様に行える。
以上説明したように、本発明は各相の正弦波電
圧指令信号を加算して中性点電圧信号を検出し、
この中性点電圧を電流指令信号に負帰還するだけ
で電圧型電力変換器によつて駆動される交流電動
機の発生する騒音を負荷状態に拘らず広い速度範
囲で低減できる。また、特に低速回転時に発生す
る騒音を著しく低減できるので、低速回転時にお
ける電流制御の応答性を良くできる。
圧指令信号を加算して中性点電圧信号を検出し、
この中性点電圧を電流指令信号に負帰還するだけ
で電圧型電力変換器によつて駆動される交流電動
機の発生する騒音を負荷状態に拘らず広い速度範
囲で低減できる。また、特に低速回転時に発生す
る騒音を著しく低減できるので、低速回転時にお
ける電流制御の応答性を良くできる。
なお、上述の実施例はアナログ構成のものを示
したが、マイクロプロセツサなどを用いてデイジ
タル制御を行う場合にも本発明を採用できるのは
勿論である。
したが、マイクロプロセツサなどを用いてデイジ
タル制御を行う場合にも本発明を採用できるのは
勿論である。
また、本発明は磁気騒音が問題となる低速回転
時のみ中性点電圧信号を電流指令信号に負帰還す
るようにすることも可能である。
時のみ中性点電圧信号を電流指令信号に負帰還す
るようにすることも可能である。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図は電圧指令信号の波形図、第３図は本発明の効
果を説明するための実測特性図、第４図は本発明
の他の実施例を示す構成図である。 １……PWMインバータ、２……交流電動機、
８……電流指令回路、１１……電流制御回路、１
４……電圧制御回路、１７……中性点電圧検出回
路。
図は電圧指令信号の波形図、第３図は本発明の効
果を説明するための実測特性図、第４図は本発明
の他の実施例を示す構成図である。 １……PWMインバータ、２……交流電動機、
８……電流指令回路、１１……電流制御回路、１
４……電圧制御回路、１７……中性点電圧検出回
路。
Claims (1)
- １ 多相交流電動機を駆動する電圧型電力変換器
と、該電圧型電力変換器の各相の電流指令信号と
電流検出信号のそれぞれの偏差に応じた各相の正
弦波電圧指令信号を出力する電流制御手段と、前
記各相の正弦波電圧指令信号に基づて前記電圧型
電力変換器の点弧制御を行いその出力電圧を正弦
波状に制御する点弧制御手段と、前記各相の正弦
波電圧指令信号を加算して不平衡分である中性点
電圧信号を検出する中性点電圧検出手段とを具備
し、該中性点電圧検出手段で検出した中性点電圧
信号を前記電流指令信号に負帰還するようにした
ことを特徴とする電圧型電力変換器の制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58228431A JPS60121980A (ja) | 1983-12-05 | 1983-12-05 | 電圧型電力変換器の制御装置 |
| US06/583,696 US4611158A (en) | 1983-02-28 | 1984-02-27 | Method and apparatus for controlling PWM inverter |
| CA000448345A CA1216323A (en) | 1983-02-28 | 1984-02-27 | Method and apparatus for controlling pwm inverter |
| EP19840102031 EP0117558B1 (en) | 1983-02-28 | 1984-02-27 | Method and apparatus for controlling pwm inverter |
| DE8484102031T DE3473705D1 (en) | 1983-02-28 | 1984-02-27 | Method and apparatus for controlling pwm inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58228431A JPS60121980A (ja) | 1983-12-05 | 1983-12-05 | 電圧型電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60121980A JPS60121980A (ja) | 1985-06-29 |
| JPH0328914B2 true JPH0328914B2 (ja) | 1991-04-22 |
Family
ID=16876373
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58228431A Granted JPS60121980A (ja) | 1983-02-28 | 1983-12-05 | 電圧型電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60121980A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55147709A (en) * | 1979-05-07 | 1980-11-17 | Hitachi Ltd | Driving circuit of three phase load |
-
1983
- 1983-12-05 JP JP58228431A patent/JPS60121980A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60121980A (ja) | 1985-06-29 |
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