JPS6118439B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6118439B2 JPS6118439B2 JP52121257A JP12125777A JPS6118439B2 JP S6118439 B2 JPS6118439 B2 JP S6118439B2 JP 52121257 A JP52121257 A JP 52121257A JP 12125777 A JP12125777 A JP 12125777A JP S6118439 B2 JPS6118439 B2 JP S6118439B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output voltage
- phase
- short
- control method
- waveform
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000010304 firing Methods 0.000 claims description 21
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 36
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 4
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/162—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
- H02M7/1623—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit
- H02M7/1626—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit with automatic control of the output voltage or current
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
- Control Of Multiple Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は静止レオナード装置に係り、特にサイ
リスタの点弧位相を制御して力率改善を行なう静
止レオナード装置に関する。
リスタの点弧位相を制御して力率改善を行なう静
止レオナード装置に関する。
静止レオナード装置におけるサイリスタ変換装
置の直流出力電圧は、サイリスタの点弧位相を変
えることによつて調整されるため、交流電流の位
相は交流電圧に対して遅れとなり、大きな無効電
力が発生する。無効電力は直流出力電圧が低くな
ればなるほど増加し、したがつて力率は低下する
ことになる。
置の直流出力電圧は、サイリスタの点弧位相を変
えることによつて調整されるため、交流電流の位
相は交流電圧に対して遅れとなり、大きな無効電
力が発生する。無効電力は直流出力電圧が低くな
ればなるほど増加し、したがつて力率は低下する
ことになる。
力率の低下はサイリスタ変換装置の容量が大き
くなる場合に、効率や電源に影響を与えることに
なるので、できるだけ無効電力を低減して力率を
改善する必要がある。
くなる場合に、効率や電源に影響を与えることに
なるので、できるだけ無効電力を低減して力率を
改善する必要がある。
第１図は静止レオナード装置を示すもので、交
流電源１よりＵ，Ｖ，Ｗ各相に電力を供給され、
正側サイリスタＵ１，Ｖ１，Ｗ１および負側サイ
リスタＵ２，Ｖ２，Ｗ２を移相器３によつて移相
制御することにより、直流出力電圧を発生し電動
機２を駆動させる。
流電源１よりＵ，Ｖ，Ｗ各相に電力を供給され、
正側サイリスタＵ１，Ｖ１，Ｗ１および負側サイ
リスタＵ２，Ｖ２，Ｗ２を移相器３によつて移相
制御することにより、直流出力電圧を発生し電動
機２を駆動させる。
いま、正側サイリスタＵ１，Ｖ１，Ｗ１の点弧
角（制御進み角であらわす。以下同じ）をθ１、
負側サイリスタＵ２，Ｖ２，Ｗ２の点弧角をθ２
とすると、例えば直流出力電圧を零にする場合、
従来の点弧制御方式では、第２図に示すように点
弧角をθ１＝θ２＝90゜としていた。そのため、
各相電流ｉU，ｉV，ｉWは120゜の長い期間に亘つ
て通流し、無効電力が増大して力率が低下すると
いう欠点があつた。第２図において、ａは各相電
圧と点弧角の関係、ｂは点弧しているサイリス
タ、ｃはＵ，Ｖ，Ｗ各相に流れる交流電流ｉU，
ｉV，ｉWをそれぞれ示す。
角（制御進み角であらわす。以下同じ）をθ１、
負側サイリスタＵ２，Ｖ２，Ｗ２の点弧角をθ２
とすると、例えば直流出力電圧を零にする場合、
従来の点弧制御方式では、第２図に示すように点
弧角をθ１＝θ２＝90゜としていた。そのため、
各相電流ｉU，ｉV，ｉWは120゜の長い期間に亘つ
て通流し、無効電力が増大して力率が低下すると
いう欠点があつた。第２図において、ａは各相電
圧と点弧角の関係、ｂは点弧しているサイリス
タ、ｃはＵ，Ｖ，Ｗ各相に流れる交流電流ｉU，
ｉV，ｉWをそれぞれ示す。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除
き、直流出力電圧が低い領域で点弧制御される場
合でも力率を改善することのできる静止レオナー
ド装置を提供するにある。
き、直流出力電圧が低い領域で点弧制御される場
合でも力率を改善することのできる静止レオナー
ド装置を提供するにある。
この目的を達成するため、本発明は、直流出力
電圧の低い領域では、３相全波ブリツジ回路内の
２つの直列サイリスタにより短絡されるモードを
有する第１の点弧制御（以下、短絡モードを有す
る制御方式と略称する）を行ない、各相電流の通
流期間を短かくして無効電力をその分だけ低減
し、また直流出力電圧の高い領域では、上記モー
ドを有しない第２の点弧制御（以下、短絡モード
を有しない制御方式と略称する）を行ない、直流
出力電圧の波形率の悪化を防ぐようにしたことを
特徴とする。
電圧の低い領域では、３相全波ブリツジ回路内の
２つの直列サイリスタにより短絡されるモードを
有する第１の点弧制御（以下、短絡モードを有す
る制御方式と略称する）を行ない、各相電流の通
流期間を短かくして無効電力をその分だけ低減
し、また直流出力電圧の高い領域では、上記モー
ドを有しない第２の点弧制御（以下、短絡モード
を有しない制御方式と略称する）を行ない、直流
出力電圧の波形率の悪化を防ぐようにしたことを
特徴とする。
まず短絡モードを有する制御方式を第３図およ
び第４図について説明する。
び第４図について説明する。
この制御方式は、直流出力電圧を零にする場
合、第３図に示すように、点弧角θ１を０゜、θ
２を180゜に近づける（図ではθ１＝10゜、θ２
＝170゜）。このようにすると、各相の直列サイリ
スタＵ１とＵ２、Ｖ１とＶ２、Ｗ１とＷ２は同一
期間（図では100゜）に亘つて共に点弧し、直流
側がこれら直列サイリスタによつて短絡されるた
め、各相電流の通流期間は短かくなり（図では20
゜）、それだけ無効電力が抵減することになる。
第３図において、ａは各相電圧と点弧角の関係、
ｂは点弧しているサイリスタ、ｃは直流出力電圧
の波形、ｄは各相電流ｉU，ｉV，ｉWをそれぞれ
示す。
合、第３図に示すように、点弧角θ１を０゜、θ
２を180゜に近づける（図ではθ１＝10゜、θ２
＝170゜）。このようにすると、各相の直列サイリ
スタＵ１とＵ２、Ｖ１とＶ２、Ｗ１とＷ２は同一
期間（図では100゜）に亘つて共に点弧し、直流
側がこれら直列サイリスタによつて短絡されるた
め、各相電流の通流期間は短かくなり（図では20
゜）、それだけ無効電力が抵減することになる。
第３図において、ａは各相電圧と点弧角の関係、
ｂは点弧しているサイリスタ、ｃは直流出力電圧
の波形、ｄは各相電流ｉU，ｉV，ｉWをそれぞれ
示す。
ここで、直流出力電圧の大きさＥOを求めてみ
ると、 ただし、Ｅaは交流電源電圧 となる。いまθ１の最小値θ1nioは10゜、θ２の
最大値θ2naxは170゜程度と仮定した場合の点弧
角の制御は、第４図に示すように、θ２＝170゜
一定としておいて、θ１を10゜から増加させて行
けば正の電圧を出力し、また逆にθ１＝10゜一定
としておいて、θ２を170゜から減少させて行け
ば負の電圧を出力する。最大直流出力電圧は(1)式
より1.33Eaとなる。
ると、 ただし、Ｅaは交流電源電圧 となる。いまθ１の最小値θ1nioは10゜、θ２の
最大値θ2naxは170゜程度と仮定した場合の点弧
角の制御は、第４図に示すように、θ２＝170゜
一定としておいて、θ１を10゜から増加させて行
けば正の電圧を出力し、また逆にθ１＝10゜一定
としておいて、θ２を170゜から減少させて行け
ば負の電圧を出力する。最大直流出力電圧は(1)式
より1.33Eaとなる。
以上のように、短絡モードを有する制御方式を
用いることにより、無効電力を減少力率を改善す
ることができる。しかしこのような点弧制御方式
では次のような欠点がある。
用いることにより、無効電力を減少力率を改善す
ることができる。しかしこのような点弧制御方式
では次のような欠点がある。
すなわち、第１に直流出力電圧のの大きさがあ
る程度以上の範囲では、力率の改善の効果がなく
なることである。第５図では煩雑さを避けるため
Ｕ相について取り扱つたが、点弧角θ１＝110
゜、θ２＝170゜における正電圧発生時の(a)Ｕ相
電圧波形、(b)直流出力電圧の波形、(c)Ｕ相の電流
ｉUの波形を示す。直流出力電圧が大きくなるに
従いＵ相電流の通流期間は広くなり、第５図に示
すθ１＝110゜、θ２＝170゜のときにはＵ相電流
の通流期間は120゜となり、この時点で第２図に
示した従来の点弧制御方式との差がなくなつてし
まう。この点弧角での直流出力電圧の大きさを求
めると、(1)式より0.896Eaとなる。これは最大直
流出力電圧の2/3の大きさである。また、この時
点では直流出力電圧の波形率が悪くなり、電動機
の騒音が増大すると思われる。
る程度以上の範囲では、力率の改善の効果がなく
なることである。第５図では煩雑さを避けるため
Ｕ相について取り扱つたが、点弧角θ１＝110
゜、θ２＝170゜における正電圧発生時の(a)Ｕ相
電圧波形、(b)直流出力電圧の波形、(c)Ｕ相の電流
ｉUの波形を示す。直流出力電圧が大きくなるに
従いＵ相電流の通流期間は広くなり、第５図に示
すθ１＝110゜、θ２＝170゜のときにはＵ相電流
の通流期間は120゜となり、この時点で第２図に
示した従来の点弧制御方式との差がなくなつてし
まう。この点弧角での直流出力電圧の大きさを求
めると、(1)式より0.896Eaとなる。これは最大直
流出力電圧の2/3の大きさである。また、この時
点では直流出力電圧の波形率が悪くなり、電動機
の騒音が増大すると思われる。
次の欠点としては交流側に低次の偶数高調波が
発生することである。第１図に示した３相全波サ
イリスタブリツジのような６相整流の場合に、発
生する高調波は５次、７次、11次、13次等とな
る。しかし短絡モードを有する制御方式の場合に
は、前述の高調波と新たに２次、４次、８次等の
低次の偶数高調波が発生する。このように低次の
高調波があらわれるのは電源側に対する影響が問
題になると思われている。
発生することである。第１図に示した３相全波サ
イリスタブリツジのような６相整流の場合に、発
生する高調波は５次、７次、11次、13次等とな
る。しかし短絡モードを有する制御方式の場合に
は、前述の高調波と新たに２次、４次、８次等の
低次の偶数高調波が発生する。このように低次の
高調波があらわれるのは電源側に対する影響が問
題になると思われている。
以上述べたように、短絡モードを有する制御方
式は、直流出力電圧の低い範囲において力率改善
効果はあるが、直流出力電圧が最大出力電圧の2/
３以上では、力率が第２図に示した従来の点弧制
御方式と等しくなり、逆に直流出力電圧の波形率
が悪くなり、低次の偶数高調波があらわれるとい
う欠点を有する。
式は、直流出力電圧の低い範囲において力率改善
効果はあるが、直流出力電圧が最大出力電圧の2/
３以上では、力率が第２図に示した従来の点弧制
御方式と等しくなり、逆に直流出力電圧の波形率
が悪くなり、低次の偶数高調波があらわれるとい
う欠点を有する。
そこで、本発明においては、直流出力電圧の絶
対値の低い範囲では、力率改善の効果のある短絡
モードを有する制御方式を用い、出力電圧の絶対
値が高い範囲では、従来の短絡モードを有しない
制御方式を用いるようにする。
対値の低い範囲では、力率改善の効果のある短絡
モードを有する制御方式を用い、出力電圧の絶対
値が高い範囲では、従来の短絡モードを有しない
制御方式を用いるようにする。
この発明の一実施例を第６図〜第１１図を用い
て説明する。
て説明する。
本実施例は出力電圧の絶対値の低い範囲で短絡
モードを有する制御方式を用いるが、まずこの方
式を用た場合の有効な範囲を求めてみる。前述し
たようにこの制御方式の欠点は、低次高調波を発
生することと、出力電圧の波形率が悪くなること
である。このうち高調波については電流の実効値
そのものを減少すれば、高調波成分はそれ以上に
減少するため、それほど問題ないと思われる。従
つて、波形率についてだけ考える。
モードを有する制御方式を用いるが、まずこの方
式を用た場合の有効な範囲を求めてみる。前述し
たようにこの制御方式の欠点は、低次高調波を発
生することと、出力電圧の波形率が悪くなること
である。このうち高調波については電流の実効値
そのものを減少すれば、高調波成分はそれ以上に
減少するため、それほど問題ないと思われる。従
つて、波形率についてだけ考える。
第６図に正電圧発生時の各波形を示す。ａはＵ
相電圧の波形である。ｂはθ１＝30゜、θ２＝
170゜における直流出力電圧の波形を示し、その
大きさＥpはＥp＝0.08Eaとなる。ｃはその場合の
Ｕ相に流れる電流ｉUを示す。ｄはθ１＝60゜、
θ２＝170゜における直流出力電圧の波形で、Ｅp
＝0.327Eaとなる。ｅはその場合のＵ相に流れる
電流ｉUを示す。
相電圧の波形である。ｂはθ１＝30゜、θ２＝
170゜における直流出力電圧の波形を示し、その
大きさＥpはＥp＝0.08Eaとなる。ｃはその場合の
Ｕ相に流れる電流ｉUを示す。ｄはθ１＝60゜、
θ２＝170゜における直流出力電圧の波形で、Ｅp
＝0.327Eaとなる。ｅはその場合のＵ相に流れる
電流ｉUを示す。
直流出力電圧の波形率はその実効値Ｅeと出力
電圧Ｅpとの比であらわされる。直流出力電圧の
実効値Ｅeは で求められる。ｂの場合にはθ１＝30゜、θ２＝
170゜を代入すれば、 Ｅe＝0.212Ea ………(3) となり、波形率は2.65となる。
電圧Ｅpとの比であらわされる。直流出力電圧の
実効値Ｅeは で求められる。ｂの場合にはθ１＝30゜、θ２＝
170゜を代入すれば、 Ｅe＝0.212Ea ………(3) となり、波形率は2.65となる。
一方、短絡モードを有しない制御方式で直流出
力電圧が0.08Eaとなるときの点弧角は93.45゜
（θ１＝θ２）であるから、このときの出力電圧
の実効値Ｅeは Ｅe＝0.423Ea ………(4) となり、波形率は5.3となる。
力電圧が0.08Eaとなるときの点弧角は93.45゜
（θ１＝θ２）であるから、このときの出力電圧
の実効値Ｅeは Ｅe＝0.423Ea ………(4) となり、波形率は5.3となる。
このように出力電圧の低い範囲では、短絡モー
ドを有する制御方式により波形率が改善されてい
る。
ドを有する制御方式により波形率が改善されてい
る。
次に第６図ｄの場合には(2)式にθ１＝60゜、θ
２＝170゜を代入すれば、 Ｅe＝0.543Ea ………(5) となり、波形率は1.66となる。
２＝170゜を代入すれば、 Ｅe＝0.543Ea ………(5) となり、波形率は1.66となる。
一方、短絡モードを有しない制御方式でＥp＝
0.327Eaとなるときの点弧角は104゜（θ１＝θ
２）であるので Ｅe＝0.505Ea ………(6) となり、波形率は1.55となる。
0.327Eaとなるときの点弧角は104゜（θ１＝θ
２）であるので Ｅe＝0.505Ea ………(6) となり、波形率は1.55となる。
なお、負電圧発生時の波形は正電圧発生時の波
形とほぼ同様になる。
形とほぼ同様になる。
したがつて、短絡モードを有する制御方式は力
率と出力電圧の波形率について、｜Ｅp｜＝0.3Ea
程度までであれば良好になり、｜Ｅp｜＝0.896Ea
までは力率は良くなるが、波形率は悪くなる。｜
Ｅp｜＝0.896Ea以上では力率は等しく、波形率は
悪くなる。
率と出力電圧の波形率について、｜Ｅp｜＝0.3Ea
程度までであれば良好になり、｜Ｅp｜＝0.896Ea
までは力率は良くなるが、波形率は悪くなる。｜
Ｅp｜＝0.896Ea以上では力率は等しく、波形率は
悪くなる。
出力電圧の波形率は電動機の騒音に関連するた
め力率の改善を行なうと共に波形率の改善も行な
うとすれば、−0.3Ea≦Ｅp≦0.3Ea程度の範囲内で
は短絡モードを有する制御方式を用い、これ以外
の範囲では短絡モードを有しない制御方式を用い
ればよいことになる。
め力率の改善を行なうと共に波形率の改善も行な
うとすれば、−0.3Ea≦Ｅp≦0.3Ea程度の範囲内で
は短絡モードを有する制御方式を用い、これ以外
の範囲では短絡モードを有しない制御方式を用い
ればよいことになる。
そこで、短絡モードを有する制御方式と短絡モ
ードを有しない制御方式との無効電力について考
える。第７図は理想化理論における無効電力の計
算値を示す図である。横軸には無制御時における
直流出力電圧と移相制御時の直流出力電圧との比
をあらわし、縦軸には皮相電力と無効電力との比
をあらわしている。曲線Ａは短絡モードを有する
制御方式、曲線Ｂは短絡モードを有しない制御方
式を示す。直流出力電圧比の絶対値が0.75以上の
範囲では、短絡モードを有する制御方式と短絡モ
ードを有しない制御方式とでは差がなく、したが
つて力率は等しいことが知られる。0.75以下の範
囲では短絡モードを有する制御方式の無効電力は
減少し、短絡モードを有しない制御方式との差が
出始め、特に直流出力電圧比の小さい領域すなわ
ち出力電圧の低い範囲では減少の割合が大きく、
力率改善の効果のあることが知られる。
ードを有しない制御方式との無効電力について考
える。第７図は理想化理論における無効電力の計
算値を示す図である。横軸には無制御時における
直流出力電圧と移相制御時の直流出力電圧との比
をあらわし、縦軸には皮相電力と無効電力との比
をあらわしている。曲線Ａは短絡モードを有する
制御方式、曲線Ｂは短絡モードを有しない制御方
式を示す。直流出力電圧比の絶対値が0.75以上の
範囲では、短絡モードを有する制御方式と短絡モ
ードを有しない制御方式とでは差がなく、したが
つて力率は等しいことが知られる。0.75以下の範
囲では短絡モードを有する制御方式の無効電力は
減少し、短絡モードを有しない制御方式との差が
出始め、特に直流出力電圧比の小さい領域すなわ
ち出力電圧の低い範囲では減少の割合が大きく、
力率改善の効果のあることが知られる。
したがつて、−0.3Ea≦Ｅp≦0.3Eaの範囲では短
絡モードを有する制御方式、これ以外では短絡モ
ードを有しない制御方式を用いる場合の理想的な
移相特性は第８図のようになる。すなわち、点弧
角θ１とθ２との差を所要のものとするようバイ
アスを加えるのである。理想的には第８図の一点
鎖線で示すバイアス量Ｃが望ましいが、実際的に
は第９図のようなバイアス量Ｄを加えても、相当
の効果が得られ、何ら問題はない。
絡モードを有する制御方式、これ以外では短絡モ
ードを有しない制御方式を用いる場合の理想的な
移相特性は第８図のようになる。すなわち、点弧
角θ１とθ２との差を所要のものとするようバイ
アスを加えるのである。理想的には第８図の一点
鎖線で示すバイアス量Ｃが望ましいが、実際的に
は第９図のようなバイアス量Ｄを加えても、相当
の効果が得られ、何ら問題はない。
第１０図にこのような方式を用いる場合の具体
的な電気回路の一例を示す。交流電源１より電力
を供給され、サイリスタＵ１〜Ｗ１、Ｕ２〜Ｗ２
を移相制御して直流出力電圧を発生し、電動機２
を駆動させる静止レオナード装置において、直流
出力側に抵抗６と変圧器７の直列回路を接続し
て、出力電圧が低い範囲では直流出力電圧に交流
分が重畳されることから、この交流分を変圧器７
で検出し、抵抗８を介して整流回路９および平滑
回路１０で整流、平滑を行ない、点弧角θ１を制
御する移相器４および点弧角θ２を制御する移相
器５にバイアスを加えるものである。ただし移相
器４と５とでは逆バイアスとなる。したがつて、
出力電圧の低い範囲では交流分が大きいため十分
なバイアス量が得られ、｜Ｅp｜＝0.3Ea程度では
交流分は小さくバイアス量は少なくなる。また｜
Ｅp｜＞0.3Eaとなると出力電圧にはほとんど交流
分は含まれないと考えてよいから、バイアスは加
わらない。このように第１０図の実施例によれば
バイアス量を連続的に変化することができる。
的な電気回路の一例を示す。交流電源１より電力
を供給され、サイリスタＵ１〜Ｗ１、Ｕ２〜Ｗ２
を移相制御して直流出力電圧を発生し、電動機２
を駆動させる静止レオナード装置において、直流
出力側に抵抗６と変圧器７の直列回路を接続し
て、出力電圧が低い範囲では直流出力電圧に交流
分が重畳されることから、この交流分を変圧器７
で検出し、抵抗８を介して整流回路９および平滑
回路１０で整流、平滑を行ない、点弧角θ１を制
御する移相器４および点弧角θ２を制御する移相
器５にバイアスを加えるものである。ただし移相
器４と５とでは逆バイアスとなる。したがつて、
出力電圧の低い範囲では交流分が大きいため十分
なバイアス量が得られ、｜Ｅp｜＝0.3Ea程度では
交流分は小さくバイアス量は少なくなる。また｜
Ｅp｜＞0.3Eaとなると出力電圧にはほとんど交流
分は含まれないと考えてよいから、バイアスは加
わらない。このように第１０図の実施例によれば
バイアス量を連続的に変化することができる。
第１１図は本実施例の効果を示す実測結果であ
る。第１１図ａはバイアスのない場合の相電流ｉ
U、ｂはバイアスのある場合の相電流ｉU、またｃ
はバイアスのない場合の出力電圧、ｄはバイアス
のある場合の出力電圧の波形である。このように
移相器にバイアスを加えることにより、相電流の
通流期間は短くなつており、無効電力は減少する
ことがわかる。また出力電圧の波形率も改善され
ている。
る。第１１図ａはバイアスのない場合の相電流ｉ
U、ｂはバイアスのある場合の相電流ｉU、またｃ
はバイアスのない場合の出力電圧、ｄはバイアス
のある場合の出力電圧の波形である。このように
移相器にバイアスを加えることにより、相電流の
通流期間は短くなつており、無効電力は減少する
ことがわかる。また出力電圧の波形率も改善され
ている。
以上説明したように、本発明によれば、静止レ
オナード装置の出力電圧の波形率の悪化を招くこ
となく、出力電圧の低い範囲における力率を改善
することができ、定格電圧に対して低い電圧で動
作する区間の多い高速エレベータや電気車等の電
動機制御に好適である。
オナード装置の出力電圧の波形率の悪化を招くこ
となく、出力電圧の低い範囲における力率を改善
することができ、定格電圧に対して低い電圧で動
作する区間の多い高速エレベータや電気車等の電
動機制御に好適である。
第１図は本発明が適用される静止レオナード装
置の電気回路図、第２図は従来の短絡モードを有
しない制御方式の説明図、第３図ないし第５図は
短絡モードを有する制御方式の説明図、第６図お
よび第７図は本発明の一実施例に係る短絡モード
を有する制御方式と短絡モードを有しない制御方
式を併用した場合の両制御方式の有効範囲を示す
説明図、第８図および第９図は上記両制御方式を
併用した場合の移相特性およびバイアス量を示す
説明図、第１０図は上記両制御方式を併用した静
止レオナード装置の一例を示す電気回路図、第１
１図は上記両制御方式を併用した場合の効果を示
す波形図である。 １……交流電源、２……直流電動機、３……移
相器、４……正側サイリスタの移相器、５……負
側サイリスタの移相器、７……変圧器、Ｕ１，Ｖ
１，Ｗ１……正側サイリスタ、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２
……負側サイリスタ。
置の電気回路図、第２図は従来の短絡モードを有
しない制御方式の説明図、第３図ないし第５図は
短絡モードを有する制御方式の説明図、第６図お
よび第７図は本発明の一実施例に係る短絡モード
を有する制御方式と短絡モードを有しない制御方
式を併用した場合の両制御方式の有効範囲を示す
説明図、第８図および第９図は上記両制御方式を
併用した場合の移相特性およびバイアス量を示す
説明図、第１０図は上記両制御方式を併用した静
止レオナード装置の一例を示す電気回路図、第１
１図は上記両制御方式を併用した場合の効果を示
す波形図である。 １……交流電源、２……直流電動機、３……移
相器、４……正側サイリスタの移相器、５……負
側サイリスタの移相器、７……変圧器、Ｕ１，Ｖ
１，Ｗ１……正側サイリスタ、Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２
……負側サイリスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 全アームにサイリスタが接続された３相全波
ブリツジ回路と、こ３相全波ブリツド回路の交流
端子に接続された交流電源と、上記３相全波ブリ
ツジ回路の直流端子間に接続された直流負荷と、
上記サイリスタへ点弧信号を与える移相器とを備
えたものにおいて、直流出力電圧の低い領域で
は、上記３相全波ブリツジ回路の直流端子間がこ
の３相全波ブリツジ回路の２つの直列サイリスタ
により短絡されるモードを有する第１の点弧制御
を行ない、直流出力電圧の高い領域では、上記モ
ードを有しない第２の点弧制御を行なうようにし
たことを特徴とする静止レオナード装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、上記第１の
点弧制御の点弧角から上記第２の点弧制御の点弧
角へ連続的に移行させるようにしたことを特徴と
する静止レオナード装置。 ３ 特許請求の範囲第２項において、上記直流出
力電圧に重畳される交流分を検出する検出装置を
設け、この検出装置の出力により上記移相器にバ
イアスを与え、上記第１および第２の点弧制御の
いずれか一方に選択的に切換えるようにしたこと
を特徴とする静止レオナード装置。 ４ 特許請求の範囲第３項において、上記検出装
置は変圧器であることを特徴とする静止レオナー
ド装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12125777A JPS5454264A (en) | 1977-10-08 | 1977-10-08 | Static leonard device |
| US05/949,120 US4245293A (en) | 1977-10-08 | 1978-10-06 | Power converter system |
| FR7828648A FR2405583A1 (fr) | 1977-10-08 | 1978-10-06 | Ensemble convertisseur de puissance |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12125777A JPS5454264A (en) | 1977-10-08 | 1977-10-08 | Static leonard device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5454264A JPS5454264A (en) | 1979-04-28 |
| JPS6118439B2 true JPS6118439B2 (ja) | 1986-05-12 |
Family
ID=14806769
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12125777A Granted JPS5454264A (en) | 1977-10-08 | 1977-10-08 | Static leonard device |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4245293A (ja) |
| JP (1) | JPS5454264A (ja) |
| FR (1) | FR2405583A1 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56162976A (en) * | 1980-05-16 | 1981-12-15 | Hitachi Ltd | Power converter |
| US4460950A (en) * | 1981-10-09 | 1984-07-17 | Gec-Elliott Automation Limited | Controlled bridge rectifier |
| JPS58154377A (ja) * | 1982-03-10 | 1983-09-13 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| US4412277A (en) * | 1982-09-03 | 1983-10-25 | Rockwell International Corporation | AC-DC Converter having an improved power factor |
| US6617913B1 (en) | 2001-08-27 | 2003-09-09 | Unisys Corporation | Self-latching H-bridge system and apparatus |
| US8531858B2 (en) * | 2011-02-18 | 2013-09-10 | Ideal Power, Inc. | Power conversion with current sensing coupled through saturating element |
| AU2021469672B2 (en) * | 2021-10-19 | 2025-01-02 | Abb Schweiz Ag | Stabilizing electrical power in an electrical grid |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3564365A (en) * | 1969-06-30 | 1971-02-16 | Gen Systems Inc | Static regenerative control of direct current motors from an a.c. source |
| SE339509B (ja) * | 1970-02-19 | 1971-10-11 | Asea Ab | |
| JPS5532084B2 (ja) * | 1974-02-21 | 1980-08-22 | ||
| US3971975A (en) * | 1975-06-26 | 1976-07-27 | Honeywell Information Systems, Inc. | Switching regulator employing biased saturable core reactors |
-
1977
- 1977-10-08 JP JP12125777A patent/JPS5454264A/ja active Granted
-
1978
- 1978-10-06 US US05/949,120 patent/US4245293A/en not_active Expired - Lifetime
- 1978-10-06 FR FR7828648A patent/FR2405583A1/fr active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2405583A1 (fr) | 1979-05-04 |
| US4245293A (en) | 1981-01-13 |
| FR2405583B1 (ja) | 1981-11-06 |
| JPS5454264A (en) | 1979-04-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2954333B2 (ja) | 交流電動機可変速システム | |
| US4904919A (en) | Dual mode control of a PWM motor drive for current limiting | |
| JPS6137864B2 (ja) | ||
| KR102009509B1 (ko) | 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법 | |
| KR900001790B1 (ko) | 전동기 구동용 전원장치 | |
| US4611158A (en) | Method and apparatus for controlling PWM inverter | |
| JPS6148167B2 (ja) | ||
| JPS6022490A (ja) | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 | |
| JPS6118439B2 (ja) | ||
| US4602701A (en) | Apparatus for controlling the speed of an elevator | |
| US4264853A (en) | Commutatorless motor device | |
| Hota et al. | A novel three-phase induction motor drive for domestic fan application with improved reliability | |
| Rodriguez et al. | Predictive torque and flux control of an induction machine fed by an indirect matrix converter | |
| JP2545510B2 (ja) | サイクロコンバ−タの制御方法 | |
| JP3070314B2 (ja) | インバータの出力電圧補償回路 | |
| JPH10164845A (ja) | Ｐｗｍ式順変換装置 | |
| JPS5819169A (ja) | Ｐｗｍ制御変換器の制御方法 | |
| JPH0783605B2 (ja) | 整流回路の制御装置 | |
| GB2168829A (en) | Apparatus for controlling the speed of an elevator | |
| JPH07236294A (ja) | インバータ装置 | |
| JPH09163751A (ja) | Ｐｗｍ制御自励式整流装置 | |
| JP2002233159A (ja) | Ｐｗｍ電力変換器の制御装置 | |
| Bak et al. | Constant speed control for a reverse matrix converter under variable input conditions | |
| JPH0570396B2 (ja) | ||
| JPH11206141A (ja) | インバ−タの制御方法及び装置 |