JPH03291024A - 無線受信機装置 - Google Patents
無線受信機装置Info
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- JPH03291024A JPH03291024A JP2404916A JP40491690A JPH03291024A JP H03291024 A JPH03291024 A JP H03291024A JP 2404916 A JP2404916 A JP 2404916A JP 40491690 A JP40491690 A JP 40491690A JP H03291024 A JPH03291024 A JP H03291024A
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- Noise Elimination (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
［０００１］
本発明はヘテロダイン方式又はホモダイン方式による無
線受信機装置に関する［０００２］
線受信機装置に関する［０００２］
無線受信機の受信品質が一連の（評価）基準により測定
される。無線受信機の最重要の評価基準は限界感度、隣
接チャネル選択度、大信号特性である。上記大信号特性
は主にハーモニック混合、相互変調、ブロッキング特性
に係わる。 ［０００３］ ハーモニック混合は、入力信号のハーモニックと、発振
器信号のハーモニックとの混合を介しての中間周波の形
成により行なわれる。このためにたんに１つの信号のみ
が必要である。 ［０００４］ その種の最重要のノイズ成分はノイズ信号の次の周波数
のもとで生じる。 ［０００５］ ｆ８ｔ＝ｆｉｏ＋１／２ｆ２； ｆ８ｔ＝ｆｉ、＋２７３ ｆ。 ｆ８ｔ＝２（ｆｉｏ＋ｆ２）±ｆ２ 但し、ｆ、は受信周波数、ｆｓｔはノイズ周波数、ｆ２
は中間周波数であ侃ｎ ［０００６］ 相互変調−ノイズは少なくとも２つの信号から成る混合
生成波であり、上記の混合生成波は相応の周波数−配置
のもとて有効受信チャネル内に入り込むものである。最
もひどく（強く）現われる最もよく知られている相応変
調−ノイズは下記の周波数条件下での第２、第３次の相
互変調により生じる。 ［０００７］ ２次：ｆ＝ｌｆ ：ｌ：ｆ ｌ； ｆ、＝Ｉｆ
８゜−ｆ８１１ｚ ｓ２ ｓｌ
ｘｎ３次：ｆ、＝１２ −ｆ ｌ； ｆ、＝
ｌｆ８、±ｆ８゜十ｆ８３１１ｎ ｆｓ２
ｓｌ ｔｎ但し、ｆ８□〜ｆｓ３はノイズ信号
周波である。 ［０００８］ ノイズ生成波に対して規定的であるのは前段における高
周波（ＨＦ）−選択度と関連しての前段及び混合段にお
ける非直線性である。 ［０００９］ ブロッキング特性は、強いインバンド（帯域内）−ノイ
ズ信号の存在下での弱い有効信号に対する受信機の受信
特性である。この場合問題となる点は強いノイズ信号が
受信バンド（帯域）内に現われるとき弱い有効信号がノ
イズ中に消失することである。そのようなことが起る事
例としては、例えばＦＭ−放送受信機の場合におけるよ
うに、強いバンド内信号により増幅度が低減制御される
ケースがある。 ［００１０１ 従って受信上の問題の主原因はフロントエンドにおける
非直線性である。上記非直線性は能動的かつ受動的構成
素子において現われる。難くて、前段トランジスタ及び
（通常集積化された）混合器における比較的よく知られ
ているひずみのほかに、高周波−バンドパスフィルタの
整合のため適用されるバラクタダイオードにおける（異
なる形式の）ひずみが生じる。 ［００１１］ 基本的に、旧来の（クラシックな）ＦＭ放送−受信機の
制御技術の問題性は下記の主要部分に分けて論じられ得
る。 ［００１２］ ａ） 信号経路中の増幅度制御の場所 ｂ） 増幅度を制御する構成素子の種類及び特性Ｃ）
制御信号−発生の場所と形式（手法）ａ）及びｂ）に対
して：すべでの近代的な設計技術思想では増幅度の制御
のためＰＩＮ−ダイオードを用いる。精確に云えばそれ
は前段トランジスタの前の信号経路中における（信号減
衰の場所）信号減衰制御を意味する。 ［００１３］ Ｃ）に対して：基本的に、帯域幅制御が一般的になされ
ており、但し、部分的には付加的に異なる基準に従って
制御がなされる。 ［００１４］ 当該帯域幅制御の利点とするところは強いノイズ信号が
、これにより例えば強力な相互変調が惹起されたり又は
バラクタダイオードが過励振される前に減衰されること
である。上記帯域幅制御の欠点となるのは弱い有効信号
の受信が損なわれること（ブロッキング）である。この
欠点の除去は制御開始限界値の制御によって行なうこと
が図られる。 ［００１５］ 上記帯域幅制御上必要とされることは信号経路中で相応
の広帯域の点ないし個所で制御信号を形成し得ることで
ある。一般に、それは混合器入力側（第１図中回路点Ｂ
）又は混合器出力側（第１図中回路点Ａ）であり、相応
に広帯域に設計されていなければならない。 ［００１６］ 混合器入力側における帯域幅がＨＦ （高周波）−帯域
幅によって与えられているのに対して、混合器出力側（
ＺＦ（中間周波）平面）、ひいては制御帯域幅に付加的
に影響を及ぼすことができる。それにより制御帯域幅の
制限を実現することができる。 ［００１７］ 制御開始限界値の制御技術ないし制御要求は一方では良
好な相互変調特性と、他方では強度のブロッキング効果
の回避との間のかね合いの受容可能な妥協点に到達し得
るという要請に基く。 ［００１８］ この目的のため、図１（この図１は最新カーラジオのＦ
Ｍ部分のブロック図を示す）に示すように、第１信号検
出器１３の出力側から制御信号アンプ１５への広帯域制
御信号の伝送が「アンドゲート」回路１４を介して制御
される。上記制御信号はＺＦ （中間周波）−アンプ１
１の電界信号である。その種の制御信号−制御形態の場
合は十分な強度の有効信号が生起するときはじめて広帯
域制御作用が有効になる（貫通接続ないし通過伝送制御
の行なわれる）ことが達成される。 勿論そのような制御の適用に際して、受信機が非占有状
態の有効チャネルに調整設定されているときは問題が起
る。このような場合には当該経路を介しての制御が全く
なされず、その結果、例えばバラクタダイオードの過励
振の不可制御状態の生じるおそれがある。 ［００１９］ このことを回避するため、付加的制御ループないし操作
手法が設けられている図１には当該手法が示されている
。而して、第２信号検出器１６を介して、ポイントＣに
て制御信号が得られ、この制御信号は直接制御信号アン
プ１５に供給され、それにより、アンドゲート１４は橋
絡される。 ［００２０１ 別の手法によれば第３の信号検出器１２を介して（ポイ
ン）Ａ）制御信号が形成され、それの出力信号が制御線
路１７に導かれる。第３の信号検出器１２の応動限界値
の適当な調整の際アンドゲートが作動され過励振の危険
が回避され得る。 基本的には有効信号におけるノイズ
信号を有効チャネルと区別し得れば、公知無線受信機に
て生じる、プロックング特性の問題が解決され得るもの
である。 この場合、ノイズにより有効チャネルが阻害される際の
み制御を投入し得るようにする判別基準得られることに
なる。それにより、従来技術にて一般通有の如く弱い信
号の受信が、増幅度の゛不要″の低減制御により害なわ
れる（プロックング）のが回避されることになる。 ［００２１］ そのような事項を基にしての制御コンセプトの実現をす
るには云う迄もなく、有効チャネルにおける干渉ノイズ
を識別し相応の出力信号を生じさせ得る新規な機能ユニ
ットを要することとなる。 ［００２２］
される。無線受信機の最重要の評価基準は限界感度、隣
接チャネル選択度、大信号特性である。上記大信号特性
は主にハーモニック混合、相互変調、ブロッキング特性
に係わる。 ［０００３］ ハーモニック混合は、入力信号のハーモニックと、発振
器信号のハーモニックとの混合を介しての中間周波の形
成により行なわれる。このためにたんに１つの信号のみ
が必要である。 ［０００４］ その種の最重要のノイズ成分はノイズ信号の次の周波数
のもとで生じる。 ［０００５］ ｆ８ｔ＝ｆｉｏ＋１／２ｆ２； ｆ８ｔ＝ｆｉ、＋２７３ ｆ。 ｆ８ｔ＝２（ｆｉｏ＋ｆ２）±ｆ２ 但し、ｆ、は受信周波数、ｆｓｔはノイズ周波数、ｆ２
は中間周波数であ侃ｎ ［０００６］ 相互変調−ノイズは少なくとも２つの信号から成る混合
生成波であり、上記の混合生成波は相応の周波数−配置
のもとて有効受信チャネル内に入り込むものである。最
もひどく（強く）現われる最もよく知られている相応変
調−ノイズは下記の周波数条件下での第２、第３次の相
互変調により生じる。 ［０００７］ ２次：ｆ＝ｌｆ ：ｌ：ｆ ｌ； ｆ、＝Ｉｆ
８゜−ｆ８１１ｚ ｓ２ ｓｌ
ｘｎ３次：ｆ、＝１２ −ｆ ｌ； ｆ、＝
ｌｆ８、±ｆ８゜十ｆ８３１１ｎ ｆｓ２
ｓｌ ｔｎ但し、ｆ８□〜ｆｓ３はノイズ信号
周波である。 ［０００８］ ノイズ生成波に対して規定的であるのは前段における高
周波（ＨＦ）−選択度と関連しての前段及び混合段にお
ける非直線性である。 ［０００９］ ブロッキング特性は、強いインバンド（帯域内）−ノイ
ズ信号の存在下での弱い有効信号に対する受信機の受信
特性である。この場合問題となる点は強いノイズ信号が
受信バンド（帯域）内に現われるとき弱い有効信号がノ
イズ中に消失することである。そのようなことが起る事
例としては、例えばＦＭ−放送受信機の場合におけるよ
うに、強いバンド内信号により増幅度が低減制御される
ケースがある。 ［００１０１ 従って受信上の問題の主原因はフロントエンドにおける
非直線性である。上記非直線性は能動的かつ受動的構成
素子において現われる。難くて、前段トランジスタ及び
（通常集積化された）混合器における比較的よく知られ
ているひずみのほかに、高周波−バンドパスフィルタの
整合のため適用されるバラクタダイオードにおける（異
なる形式の）ひずみが生じる。 ［００１１］ 基本的に、旧来の（クラシックな）ＦＭ放送−受信機の
制御技術の問題性は下記の主要部分に分けて論じられ得
る。 ［００１２］ ａ） 信号経路中の増幅度制御の場所 ｂ） 増幅度を制御する構成素子の種類及び特性Ｃ）
制御信号−発生の場所と形式（手法）ａ）及びｂ）に対
して：すべでの近代的な設計技術思想では増幅度の制御
のためＰＩＮ−ダイオードを用いる。精確に云えばそれ
は前段トランジスタの前の信号経路中における（信号減
衰の場所）信号減衰制御を意味する。 ［００１３］ Ｃ）に対して：基本的に、帯域幅制御が一般的になされ
ており、但し、部分的には付加的に異なる基準に従って
制御がなされる。 ［００１４］ 当該帯域幅制御の利点とするところは強いノイズ信号が
、これにより例えば強力な相互変調が惹起されたり又は
バラクタダイオードが過励振される前に減衰されること
である。上記帯域幅制御の欠点となるのは弱い有効信号
の受信が損なわれること（ブロッキング）である。この
欠点の除去は制御開始限界値の制御によって行なうこと
が図られる。 ［００１５］ 上記帯域幅制御上必要とされることは信号経路中で相応
の広帯域の点ないし個所で制御信号を形成し得ることで
ある。一般に、それは混合器入力側（第１図中回路点Ｂ
）又は混合器出力側（第１図中回路点Ａ）であり、相応
に広帯域に設計されていなければならない。 ［００１６］ 混合器入力側における帯域幅がＨＦ （高周波）−帯域
幅によって与えられているのに対して、混合器出力側（
ＺＦ（中間周波）平面）、ひいては制御帯域幅に付加的
に影響を及ぼすことができる。それにより制御帯域幅の
制限を実現することができる。 ［００１７］ 制御開始限界値の制御技術ないし制御要求は一方では良
好な相互変調特性と、他方では強度のブロッキング効果
の回避との間のかね合いの受容可能な妥協点に到達し得
るという要請に基く。 ［００１８］ この目的のため、図１（この図１は最新カーラジオのＦ
Ｍ部分のブロック図を示す）に示すように、第１信号検
出器１３の出力側から制御信号アンプ１５への広帯域制
御信号の伝送が「アンドゲート」回路１４を介して制御
される。上記制御信号はＺＦ （中間周波）−アンプ１
１の電界信号である。その種の制御信号−制御形態の場
合は十分な強度の有効信号が生起するときはじめて広帯
域制御作用が有効になる（貫通接続ないし通過伝送制御
の行なわれる）ことが達成される。 勿論そのような制御の適用に際して、受信機が非占有状
態の有効チャネルに調整設定されているときは問題が起
る。このような場合には当該経路を介しての制御が全く
なされず、その結果、例えばバラクタダイオードの過励
振の不可制御状態の生じるおそれがある。 ［００１９］ このことを回避するため、付加的制御ループないし操作
手法が設けられている図１には当該手法が示されている
。而して、第２信号検出器１６を介して、ポイントＣに
て制御信号が得られ、この制御信号は直接制御信号アン
プ１５に供給され、それにより、アンドゲート１４は橋
絡される。 ［００２０１ 別の手法によれば第３の信号検出器１２を介して（ポイ
ン）Ａ）制御信号が形成され、それの出力信号が制御線
路１７に導かれる。第３の信号検出器１２の応動限界値
の適当な調整の際アンドゲートが作動され過励振の危険
が回避され得る。 基本的には有効信号におけるノイズ
信号を有効チャネルと区別し得れば、公知無線受信機に
て生じる、プロックング特性の問題が解決され得るもの
である。 この場合、ノイズにより有効チャネルが阻害される際の
み制御を投入し得るようにする判別基準得られることに
なる。それにより、従来技術にて一般通有の如く弱い信
号の受信が、増幅度の゛不要″の低減制御により害なわ
れる（プロックング）のが回避されることになる。 ［００２１］ そのような事項を基にしての制御コンセプトの実現をす
るには云う迄もなく、有効チャネルにおける干渉ノイズ
を識別し相応の出力信号を生じさせ得る新規な機能ユニ
ットを要することとなる。 ［００２２］
本発明の目的ないし課題とするところは干渉ノイズを十
分抑圧する無線受信機装置を提供することにある。 ［００２３］
分抑圧する無線受信機装置を提供することにある。 ［００２３］
上記課題は請求範囲１の受信機装置の構成要件により解
決される。 ［００２４］ 干渉ノイズは公知のように、混合のために用いられる受
信機の重畳振動のハーモニックと、ノイズ信号とのハー
モニック混合により形成されるノイズ、である。上記干
渉ノイズのなかには少なくとも２つのノイズ信号によっ
て惹起され有効チャネルを阻害する相互変調もある。 ［００２５］ 図２には本発明による干渉センサを用いたＦＭ−受信部
の基本構成を示す。図示の旧来の機能ユニットは図１の
ブロック接続図のそれに相応する。２重枠で示す回路部
分は本発明の装置（干渉センサ）を示す。 ［００２６］ 図２に示すように、本発明による装置部（参照番号１８
で示す）は図１の制御構成の機能ユニット１２，１３．
１４にとって代るものである。更に、旧来の制御構成に
比して（対照的に）、ポイント（回路点Ａ）における信
号レベル及びＺＦ−ユニット１１の電界強度−出力信号
との結合部が欠除している。 ［００２７］ 当該作用、働きは次の通りである。本発明の装置１８に
は結合コンデンサＣＫを介して、評価さるべき信号混合
体が供給される。混合器入力側（回路点Ｂ）からの信号
の取出しに基づき、上記信号混合体は混合器４に対して
有効、作用するのと同じＨＦ （高周波）−帯域幅を有
する。 ［００２８］ 生起する信号混合体からは上記装置１８は有効チャネル
中に入る干渉ノイズを検出し、この干渉ノイズが生じる
ときのみ出力線路１８Ｃ上に直流信号を生じさせる。 ［００２９］ 上記センサー出力信号１８Ｃはユニット２０とＲＣ−組
合せ回路２１とから成る信号評価回路に供給される。こ
の回路は短時間に生じる相互変調ピークを短い時定数で
捕捉検出しく制御偏角を調整設定し）、これに反して、
急速に下降するノイズの際制御偏角を比較的に大きな時
定数で減少させるという役割を有する。 これにより、短時間レベル変動、例えば、マルチパス受
信又はシェーディングにより生じるような両信号成分の
短時間レベル変動に基因するノイズ現象、障害現象が有
効に抑圧され得る。 ［００３０］ 図２の制御構成では別の信号検出器１６が設けられてお
りこの検出器はポイントＢにて現われる信号振幅を整流
し直流信号を同様に制御信号アンプ１５に供給する。そ
れにより、付加的な制御ループが形成されこの制御ルー
プは前段出力側におけるバラクタダイオードおよび／又
は混合器の励振の独立的監視に用いられ過励振の危険の
際増幅度を低減制御する。 ［００３１］ 通常受信機混合器のＦＭフロントエンドにおいてひずみ
を定めるユニットが存在し、それ故、混合器の入力側を
、上記装置部１８の入力側と結合すると好適である。混
合器でなく、混合器入力側にて整合回路のバラクタダイ
オードが干渉ノイズを支配的に形成する際にも、混合器
入力側と上記装置部１８との接続が好適である。その場
合勿論、上記装置部１８の非直線性の特性が、バラクタ
ダイオードのそれに適合されるように配慮しなければな
らない。 ［００３２］ また、回路の他のポイント、例えば前段の領域にて干渉
ノイズ“センシング″し、又は、本発明による第２の装
置部を設け、この第２の装置部は信号路における別のク
リティカルなポイントと接続されるようにするのも好適
である。それによっては混合器までの比較的に高い選択
度の場合にはそこに接続された装置によっては検出され
ない干渉ノイズを前段で識別することが可能となる。 ［００３３］ 図３の回路が、図２のそれと異なる点は、評価回路２０
が存在しておらず、上記装置部１８の出力信号が直接的
にＡＧＣアンプ１５に供給されることである。 ［００３４］ 図４−ａ−ｅには本発明の装置部１８の３つの回路方式
、手法を示し、それらの動作機能内容は図２のブロック
接続図における２重に枠で囲んだ機能ユニット１８に相
応する（人、出力端子に対する参照符号１８ａ〜１８ｃ
を含めて）。 ［００３５］ 図４−ａの実施例では端子１８ｂを介して“″センシン
グ′さるべき入力信号が非反転−ＨＦ−アンプ１８ｄと
反転ＨＦアンプ１８ｅに供給される。両アンプの出力信
号は混合器１８Ｆの出力側にてまとめられ、ここにおい
て重量信号ＬＯと混合される。ＺＦ （中間周波）−バ
ンドパスフィルタ１８ｇを介してはＺＦ−帯域内に入っ
て来るノイズがろ波され、ユニット１８ｈにおいてさら
に増幅され整流される。次いで、出力側１８ｃにて、チ
ャネル−ノイズに相応する直流信号が増幅度に対する制
御信号として得られる。 ［００３６］ 上記両ＨＦ−人カアンプ１８ｄ、１８ｅの増幅度１８ｄ
、１８ｅが等しい大きさに選定されているとの前提のも
とで、混合器の入力側にて高周波（ＨＦ）−信号成分が
生じない、それというのは増幅度（アンプ）１８ｅにお
ける信号反転のため、出力側における信号成分が補償さ
れるからである。 ［００３７］ 上記両アンプが直線性及び位相に関して異なる特性を有
し、かつ同時に比較的に大きな入力信号を受けるときに
は上記の特性からの偏差が生じる。この場合において、
端子１８Ｃ（図４−ａ）にて相応の出力信号を生じさせ
る偏差がアンプ−出力信号中に生じる。アンプ１８ｄ、
１８ｅは本発明による付加的伝送チャネルを形成し、一
方、本発明の装置は２つの付加的伝送チャネル（１８ｄ
、１８ｅ）と、混合器１８ｆと、フィルタ１８ｇと、Ｚ
Ｆ−アンプと、復調器１８ｈとから成る。上記復調器か
らは有効チャネルのノイズに相応する信号が送出される
。 ［００３８］ 本発明の装置ないしセンサの基本技術とするところは両
ＨＦアンプ１８ｄ、１８ｅの非直線性を以下のように異
なって形成する、即ち、受信機の信号路中におけると同
じ干渉ノイズ成分が比較的に低い信号レベルの際にも、
もう既に生じるように異なって形成することにある。 ［００３９］ 本発明の基本技術による有効信号成分が補償されている
ので、センサ出力側にて、実際上はひずみによってのみ
生じる信号のみが現われる。そのような補償が行なわれ
ないとすればセンサ出力側には（比較的低い）有効信号
によっても、制御をトリガする直流信号が生じることと
なる（このことは制御技術上好ましくない）。 ［００４０］ 図４−ｂの実施例では測高周波（ＨＦ）アンプ１８ｄ、
１８ｅは同じであり、両分岐に対する異なった直線性が
、アンプ入力側における異なった大きさの信号振幅によ
り生ぜしめられ、例えば、センサ入力側からアンプ１８
ｅ の入力側への信号振幅の減衰により生ぜじめられ
る。混合器入力側に関して両分岐の増幅度の相等性を形
成するため、アンプ１８ｄの出力側に相応の信号減衰回
路網が設けられている。この回路網は図４−ｂの実施例
では回路部分１８ｐ、１８ｑから成る。上記回路部分１
８ｐはアンプ１８ｄの入力側１８ｂと、アンプ１８ｅの
入力側との間に挿入接続されている。上記回路部分１８
ｑはアンプ１８ｄの出力側とアンプ１８ｅの出力側との
間に挿入接続されている。上記回路部分１８ｐ、１８ｑ
は例えば夫々抵抗回路網から成る。 ［００４１］ 図４−ｂの装置構成の利点とするところは両アンプ１８
ｄ、１８ｅが同じ構成にされ得、かつ、補償の精度が実
質的に（集積化された）減衰回路網１８ｐ、１８ｑにの
み依存することである。 ［００４２］ 図４−ｃの実施例では両信号成分がＺＦ−バンドパスフ
ィルタ１８ｇ入力側にてはじめてまとめられる。そのた
めに、両ＨＦアンプ１８ｄ、１８ｅの（同方向に向けら
れた）出力信号が別個の混合器１８ｆ′ないし１８ｆ″
に供給される。 この場合において所要の逆方向の信号加算（相加）が、
混合器１８ ｆ’ ないし１８ｆ″の逆相の発振器制御
により行なわれる。 ［００４３］ 当該分岐の所要の異なる非直線性が、図４−ａ及び図４
−ｂの基本構成におけるように高周波（ＨＦ）一部分に
て実現され得る。このことが混合器部分において行なわ
れる手法、手段も可能である。 ［００４４］ 図５には本発明により構成される干渉センサの（理論的
に）生じる特性が示しである。２重（両）対数表示では
横座標上にセンサ入力側におけるノイズ信号しベル（Ｐ
Ｐ）が、また、縦座標上にＤＣ−出力レベル（Ｐｏｕｔ
）が示されｓｌ’ ｓ２ ている。 ［００４５］ カーブ１は例えば、入力側に同じレベル大きさのノイズ
信号（それの相互変調積が有効チャネルｆ、中に入る）
が加わるときの、３次のひずみに対する信号待ｎ 性を表わす。 ［００４６］ カーブ２は例えば、入力側に２つの同じレベル大きさの
ノイズ信号（それの相互変調積が有効チャネルｆ、中に
入るか又は直接的に中間周波ｆ を生じさせるＩｎ
Ｚ）
が加わるときの、２次のひずみに対する信号特性を表わ
す。 ［００４７］ 比較のためカーブ３はアンプ分岐（例えば図４−ａ中１
８ｄ又は１８ｅ）が存在しない場合、即ち、有効信号補
償が行なわれない場合における、出力信号と入力−有効
信号（座標軸の同じレベル尺度を前提とする）との関係
を示す。 ［００４８］ それによれば、出力レベルは直線性の場合（カーブ３）
に比して、２次の相互変調積に対しては入力レベルと共
に２倍の勾配で増大し、３次のものに対しては３倍の勾
配で増大する。 カーブ２と３との交点ないしカーブ１と３との交点ＩＰ
２．ＩＰ３は所謂（理論的）インターセプトポイントで
ある。ＩＦ５は２次の相互変調ひずみに対する特性、Ｉ
Ｆ５は３次のそれを表わす。 ［００４９］ 図５には例として２次及び３次の相互変調ノイズで対す
るセンサー特性のみが示しである。上記ひずみは一般的
にも支配的なものである。但し基本的にその種センサは
いずれの種類の干渉ノイズにも応動する。その限りにお
いて最適化されたセンサを用いての干渉ノイズに対する
十分な保護が可能である。 ［００５０］ 以下、本発明の干渉センサ（当該装置部）に課せられる
べき主要な要求に就ν）を干渉センサを用いて精確に識
別し得るためにはセンサ及び不都合なノイズを惹起する
機能段の非直線性の特性はできるだけ同じでなければな
らない。更に干渉センサにおけるＺＦ （中間周波）−
バンドパスフィルタ１８ｇの選択度及び帯域幅は受信機
のＺＦ−チャネルのそれと類似なものであるべきである
。 ［００５１］ 更に、センサの感度及び端子（接続部）の場所を、夫々
の条件ないし要求に適合させ得る必要がある。そのよう
な条件とは例えばノイズ抑圧の品質又は信号路の変化す
るノイズ影響の受は易さである。信号路ないし通常伝送
チャネルとはアンテナから入力段１，２と、選別フィル
タ３と、混合器４（これには重畳信号発生のための発振
器５が設けられている）と、中間周波用の選別フィルタ
７と、中間周波（ＺＦ）−プリアンプ９と、第２選別フ
ィルタ１０と、復調器１１付の中間アンプとを介する受
信機の受信−信号経路のことである。後者の場合が生起
するのはバラクタイオードによりノイズ特性が定められ
る場合である。この場合には一般に調整（整合）負圧と
共にノイズ特性が変化する。 ［００５２］ 当該センサー出力信号はできる限り、関連する（関与す
る）ノイズ成分にのみ相応するものでなければならない
、換言すれば、出力信号における有効信号成分は抑圧さ
れていなければならない。 ［００５３］ センサ回路自体は有効チャネルにて付加的ノイズを惹起
させてはいけない。このことが起り得る例としては、セ
ンサの（所期の）非直線性がそれの入力側を介して受信
混合器に作用する場合がある。 ［００５４］ 図６は図４−ａに示す基本構成１による干渉センサの回
路例を、短時間ノイズピークに対する評価回路を含めて
示す。ＨＦ−アンプ１８ｄ、１８ｅはトランジスタＱｌ
、Ｑ２ （１８ｄ）ないしＱ３．Ｑ４ （１８ｅ）から
成る差動アンプとして構成されている。 ［００５５］ 上記アンプ１８ｄは抵抗Ｒ１〜Ｒ３から成る負帰還回路
をエツミタ分岐中に有する。これに対し、上記アンプ１
８ｅ中には負帰還は使用されていない。それにより両Ｈ
Ｆアンプの異なった直線性が達成される。当該出力信号
の逆方向加算がコレクタ端子の相応の入替により行なわ
れる。アンプ１８ｄにおいて負帰還により生じるわずか
な急峻度の補償はアンプ１８ｅにおける比較的わずかな
動作電流により（所定電圧Ｖｓ２のもとてのＲ４を介し
て）なされる。 ［００５６］ 混合器１８ｆにはＨＦアンプ１８ｄ、１８ｅの出力信号
が供給される、即ち、マルチプレクサとして動作するト
ランジスタ装置のエミッタに供給される。一方端子対１
８ａを介しての重畳信号によっては上記トランジスタの
ベースが制御される。混合器１８ｆの中間周波出力信号
が（非対称的に）端子１８ｍを介してＺＦ−バンドパス
フィルタ１８ｇに導かれる。上記フィルタの出力側１８
ｎに当該の信号混合体が現われこれは後続の回路部分に
てひきつづき増幅されひきつづいて整流される。 ［００５７］ 上記回路部分における信号増幅はトランジスタＱ５〜Ｑ
８を有する差動アンプ段において行なわれる。信号整流
はトランジスタＱ９〜Ｑ１２、及びエミッタ抵抗Ｒ１１
から成る回路装置によりなされる。整流された信号は回
路点１８ｃにて得られる。組合せ体Ｑ１４．Ｑ１５．Ｒ
１４は整流器特性の調整のために用いられる。 ［００５８］ 信号評価回路２０はエミッタフォロワＱ１３から成り、
これはピーク値整流器としてのＲＣ素子２１と相俟って
、端子２２におけるピーク評価された出力信号を生じさ
せる。 ［００５９］ センサの上記回路形態は次のような受信混合器回路のＨ
Ｆ （高周波）−アンプ部分に特に良好に適する、即ち
、センサのＨＦアンプ１８ｄと同じ構造を有し、当該ア
ンプにおけるトランジスタのベース電位もセンサのＩＦ
アンプのトランジスタベース電位に相応する受信混合器
回路の高周波（ＨＦ）部分に特に良好に適する。 ［００６０］ 図７−ａの回路はセンサのＨＦ部分の変形を示す。図６
に示す回路と異なってＨＦ−アンプ１８ｄ中に抵抗回路
網が設けられておらず、負帰還のためのトランジスタ対
Ｑｌ’ ／Ｑ２’が設けられている。両アンプの非直線
性の差が規定されている。この差は２つの同じ差動アン
プの差、即ち、当該差において、一方の差動アンプ１８
ｄがノイズ信号の半分の振幅で制御されるような２つの
同じ差動アンプの差に相応する。 ［００６１］ 両アンプの急峻度が同じで良好に規定されている。同じ
大きさの動作電流Ｉｓ１ないしＩｓ２の場合当該回路に
おいて、アンプ１８ｄの増幅度が、アンプ１８ｅのそれ
の丁度半分の大きさとなる。ＨＦアンプの出力側におけ
る有効信号補償を行なわせ得るため、トランジスター特
性曲線−関係性に相応して、動作電流の比 Ｉｓ２／ｌ５ｌ＝０．５ が選定さるべきである。 ［００６２］ 上述の分り易い関係性のため、上記の回路構造はＨＦ−
アンプ部分には著しく重要なものである。上記回路の特
別な利点とするところは図７−ｂに示すようにカレント
ミラー回路を介しての動作電流の形成の際、センサの増
幅度（感度）が制御電流Ｉｓ を介して調整され得、
その際有効信号補償及び両アンプの非直線性の特性を相
互間でも変化させないことにある。 ［００６３］ 上記の（コントロールされた）可制御性に基づき、電子
的手法では当該回路の異なる条件への適合が容易である
。 ［００６４］ 図７−ａの回路は対称的構造のため、奇数次（３，５次
等）のひずみのみを生じさせる。それにより、２次の主
要ひずみのコントロールされた検出は不可能である。 ［００６５］ 当該回路を所定のように非対称的に形成し、もって、２
次のひずみを検出し得る手法によれば、差動アンプの夫
々の分岐におけるエミッター電流密度を非対称に設計す
るのである。このことは簡単に下記の関係性ないし、シ
ェーマ（図式）％式％（３） に従って、トランジスタの異なった大きさのエミッタ面
積により行なわれ得る。 その場合、エミッタ面積の比が１より犬であっても１よ
り外であってもよい。その場合重要なことは、再分岐間
の面積比の関係が上記図式（シェーマ）に従って維持さ
れることである。誤った相互関係性の場合アンプ出力側
における２次のひずみが相殺される。ひずみの度合はエ
ミッタ分岐の面積比の大きさにより調整され得る。 ［００６６］ 異なったエミッタ電流密度を調整する別の手法によれば
異なったベース電位１８ｂ、１８ａの設定を行なう。電
流Ｉｓｌ、Ｉｓ２ （図７−ａ）は例えば図７−すに示
すようにカレントミラー回路により生ぜしめられ、この
カレントミラーにおいて、電流源Ｉｓによりカレントミ
ラーに対する入力電流が供給される。図７−すのカレン
トミラー回路は出力電流Ｉｓｌ、Ｉｓ２を供給する。図
７−ｂのカレントミラーを用いて本発明のセンサ（装置
部）の感度を制御することができる。 図８は同様に２
次のひずみを検出し得るセンサのＨＦ部分の第２変形を
示す。この目的のため、当該回路を非対称に形成するエ
ミッタ抵抗ＲＥＩ、ＲＥ２が設けられている。 ［００６７］ ひずみの度合（ひずみ率）は抵抗値の大きさにより調整
され得る。その場合、上記抵抗により惹起された負帰還
度が両アンプ１８ｄ、１８ｅにおいて相互に等しくなる
ように、当該抵抗値を選定すると好適である。注意すべ
きは２次のひずみがアンプ出力側に補償されるのでなく
、相加されることである。このために、図８に示す、動
作電流Ｉｓｌ、Ｉｓ２の入力供給が必要である。 ［００６８］ 混合器は構成素子４ａ〜４ｆから成り、その際受信混合
器のＨＦ部分はトランジスタ４ａ、４ｂ及び抵抗４ｇ、
４ｈ、４ｉによって形成され、乗算器はトランジスタ４
ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆによって形成されている。トラン
ジスタＱｌ、Ｑ２はセンサの第１のＨＦアンプ分岐を形
成し、トランジスタＱ２．Ｑ４はセンサの第２のＨＦア
ンプ分岐を形成す゛る； ［００６９］ センサーＨＦ−アンプ（Ｑｌ〜Ｑ４）の出力信号により
制御されるセンサ混合器１８ｆは前に述べられた例にお
けるように受信−混合器とは別個のものである。受信混
合器及びセンサ混合器は共通に重畳信号ＬＯにより制御
される。源Ｇｑにより形成される入力信号によっては本
例では非対称に受信混合器及びセンサ混合器の入力側が
制御され、即ちトランジスタ４ａ、Ｑｌ、Ｑ３のベース
を介して制御される。トランジスタ４ｃ、４ｂ、Ｑｌ〜
Ｑ４のベース電位は共通にバイアス電圧源Ｖｓ２により
設定される。 ［００７０］ 図９の実施例ではトランジスタＱｌ、Ｑ２を有する一方
のセンサーＨＦ−アンプの非直線性はトランジスタ４ａ
、４ｂを有する受信混合器回路のＨＦ−アンプ部分の非
直線性に等しい。一方、抵抗Ｒ１’ 、 Ｒ２’ と
組合さっての、トランジスタＱ３．Ｑ４を有する第２の
センサーＨＦ−アンプは遥かに小さな非直線性を有する
。Ｑ４及びＲ３’ を有するアンプ分岐は非対称制御
の際信号技術上非作用状態におかれる。 ［００７１］ 図９の回路によってはセンサの非直線性が、受信混合器
の非直線性と一致することが達成される。それにより、
受信混合器への、センサのすぐれた再現可能な適合が達
成可能である。 ［００７２］ センサの両ＨＦ−アンプの出力側における有効信号の補
償が、トランジスタＱ１．４ａないしＱ２，４ｂのエミ
ッタの適当な面積比の選定及び抵抗Ｒ１’ ないしＲ３
’ により定められる。それにより、就中、センサが受
信混合器に殆ど影響を及ぼさず、かつ、センサのＨＦ一
部分及び混合器が、受信−混合器に比してわずかな動作
電流しか要しないことが達成される。図９の回路例は非
対称的制御Ｑｑ向きに設計されている。但し、上記回路
は対称的制御向けにも容易に変形され得る。 ［００７３］ 図１Ｏはもっばら非対称制御構成Ｇｑのみが設けられて
いる場合に、図９の回路から導出され得る受信混合器及
びセンサの回路組合せ体に対する簡単化された回路例を
示す。図１０回路がとり分は図９の回路と相違する点は
センサのＨＦ−アンプがたんに回路構成素子Ｑｌ、Ｑ３
．Ｒ１’ のみから成ることである。トランジスタＱ２
を有するＨＦ−アンプ分岐（図９）の欠除の故に、有効
信号の補償のために、上記分岐の相応によりわずかな増
幅度が調整されるべきものである。 この分岐の増幅度は例えば抵抗Ｒ１’ を介して調整
され得る。 ［００７４］ センサーＨＦ−アンプの出力信号が、トランジスタＱ１
５．Ｑ１６ないしＱ１７、Ｑ１８から成る各別個のセン
サー混合器１８ｆ’ 、１８ｆ″に供給される。 センサーＨＦ−アンプの出力信号が混合器トランジスタ
のエミッタ分岐に供給されるのに対して、重畳信号が上
記トランジスタのベースに供給される。両信号経路の信
号成分の逆位相の相加が、両センサー混合器の（非対称
）出力側（これは選別ユニット１８ｇに接続されている
）にて行なわれる。もって、図１０の回路は図４−ｃの
基本構成手法３に相応する。 ［００７５］ センサ回路のこれまで述べて来た例では有効信号による
不都合な制御を回避するため、センサ出力側における有
効信号成分が抑圧される（補償される）ことを基礎とし
ている。そのような制御が不都合である理由はそれによ
り、有効信号レベル増大につれてのＳ／Ｎ比が、有効信
号レベルと共に比例して上昇することがもはやないから
である。センサにおける有効信号−補償を回避し、その
代わりに有効信号をたんに所定の程度まで抑圧すると好
適である、すなわち、次の程度にだけ抑圧する、つまり
、有効信号に対して所定のＳ／Ｎ比（例えば６０ｄＢ）
に達したとき有効信号による制御が開始するか、又はい
ずれにしろ他の理由から有は遅くとも当該制御が開始さ
れるようにするのである。このことはＦＭ放送受信の場
合例えば０．３〜１ｍｖ（７５Ω）のアンテナ有効信号
レベル以降について該当する。 ［００７６］ センサ装置及びそれにより相応する制御開始限界値に”
おけるそのように制限された有効信号抑圧の利点とする
ところは、有効信号（例えば受信混合器出力側にて）に
よる過励振効果（作用）が回避されることである。 ［００７７］ 無線受信機における干渉ノイズの上述の方法は旧来のス
ーパーヘテロダイン方式（この方式では信号復調前に受
信信号が中間周波信号に変換される）に適用されるのみ
ならず、ホモダイン方式により動作する無線受信機にも
適用され得る。 上記受信機方式（ホモダイン方式）では公知のように、
受信信号が、ベースバンドに変換され、それ故当該受信
機方式は゛直接混合受信システム″の名称のもとに知ら
れており、英語名称では”Ｄｒｉｅｃｔ Ｃｏｎｒｅ
ｓｉｏｎ Ｃｏｎｃｅｐｔ”（直接変換方式）又は’
Ｚｏｒｏ Ｉｆ Ｃｏｎｃｅｐｔ”の呼称で知られ
ている。 ［００７８］
決される。 ［００２４］ 干渉ノイズは公知のように、混合のために用いられる受
信機の重畳振動のハーモニックと、ノイズ信号とのハー
モニック混合により形成されるノイズ、である。上記干
渉ノイズのなかには少なくとも２つのノイズ信号によっ
て惹起され有効チャネルを阻害する相互変調もある。 ［００２５］ 図２には本発明による干渉センサを用いたＦＭ−受信部
の基本構成を示す。図示の旧来の機能ユニットは図１の
ブロック接続図のそれに相応する。２重枠で示す回路部
分は本発明の装置（干渉センサ）を示す。 ［００２６］ 図２に示すように、本発明による装置部（参照番号１８
で示す）は図１の制御構成の機能ユニット１２，１３．
１４にとって代るものである。更に、旧来の制御構成に
比して（対照的に）、ポイント（回路点Ａ）における信
号レベル及びＺＦ−ユニット１１の電界強度−出力信号
との結合部が欠除している。 ［００２７］ 当該作用、働きは次の通りである。本発明の装置１８に
は結合コンデンサＣＫを介して、評価さるべき信号混合
体が供給される。混合器入力側（回路点Ｂ）からの信号
の取出しに基づき、上記信号混合体は混合器４に対して
有効、作用するのと同じＨＦ （高周波）−帯域幅を有
する。 ［００２８］ 生起する信号混合体からは上記装置１８は有効チャネル
中に入る干渉ノイズを検出し、この干渉ノイズが生じる
ときのみ出力線路１８Ｃ上に直流信号を生じさせる。 ［００２９］ 上記センサー出力信号１８Ｃはユニット２０とＲＣ−組
合せ回路２１とから成る信号評価回路に供給される。こ
の回路は短時間に生じる相互変調ピークを短い時定数で
捕捉検出しく制御偏角を調整設定し）、これに反して、
急速に下降するノイズの際制御偏角を比較的に大きな時
定数で減少させるという役割を有する。 これにより、短時間レベル変動、例えば、マルチパス受
信又はシェーディングにより生じるような両信号成分の
短時間レベル変動に基因するノイズ現象、障害現象が有
効に抑圧され得る。 ［００３０］ 図２の制御構成では別の信号検出器１６が設けられてお
りこの検出器はポイントＢにて現われる信号振幅を整流
し直流信号を同様に制御信号アンプ１５に供給する。そ
れにより、付加的な制御ループが形成されこの制御ルー
プは前段出力側におけるバラクタダイオードおよび／又
は混合器の励振の独立的監視に用いられ過励振の危険の
際増幅度を低減制御する。 ［００３１］ 通常受信機混合器のＦＭフロントエンドにおいてひずみ
を定めるユニットが存在し、それ故、混合器の入力側を
、上記装置部１８の入力側と結合すると好適である。混
合器でなく、混合器入力側にて整合回路のバラクタダイ
オードが干渉ノイズを支配的に形成する際にも、混合器
入力側と上記装置部１８との接続が好適である。その場
合勿論、上記装置部１８の非直線性の特性が、バラクタ
ダイオードのそれに適合されるように配慮しなければな
らない。 ［００３２］ また、回路の他のポイント、例えば前段の領域にて干渉
ノイズ“センシング″し、又は、本発明による第２の装
置部を設け、この第２の装置部は信号路における別のク
リティカルなポイントと接続されるようにするのも好適
である。それによっては混合器までの比較的に高い選択
度の場合にはそこに接続された装置によっては検出され
ない干渉ノイズを前段で識別することが可能となる。 ［００３３］ 図３の回路が、図２のそれと異なる点は、評価回路２０
が存在しておらず、上記装置部１８の出力信号が直接的
にＡＧＣアンプ１５に供給されることである。 ［００３４］ 図４−ａ−ｅには本発明の装置部１８の３つの回路方式
、手法を示し、それらの動作機能内容は図２のブロック
接続図における２重に枠で囲んだ機能ユニット１８に相
応する（人、出力端子に対する参照符号１８ａ〜１８ｃ
を含めて）。 ［００３５］ 図４−ａの実施例では端子１８ｂを介して“″センシン
グ′さるべき入力信号が非反転−ＨＦ−アンプ１８ｄと
反転ＨＦアンプ１８ｅに供給される。両アンプの出力信
号は混合器１８Ｆの出力側にてまとめられ、ここにおい
て重量信号ＬＯと混合される。ＺＦ （中間周波）−バ
ンドパスフィルタ１８ｇを介してはＺＦ−帯域内に入っ
て来るノイズがろ波され、ユニット１８ｈにおいてさら
に増幅され整流される。次いで、出力側１８ｃにて、チ
ャネル−ノイズに相応する直流信号が増幅度に対する制
御信号として得られる。 ［００３６］ 上記両ＨＦ−人カアンプ１８ｄ、１８ｅの増幅度１８ｄ
、１８ｅが等しい大きさに選定されているとの前提のも
とで、混合器の入力側にて高周波（ＨＦ）−信号成分が
生じない、それというのは増幅度（アンプ）１８ｅにお
ける信号反転のため、出力側における信号成分が補償さ
れるからである。 ［００３７］ 上記両アンプが直線性及び位相に関して異なる特性を有
し、かつ同時に比較的に大きな入力信号を受けるときに
は上記の特性からの偏差が生じる。この場合において、
端子１８Ｃ（図４−ａ）にて相応の出力信号を生じさせ
る偏差がアンプ−出力信号中に生じる。アンプ１８ｄ、
１８ｅは本発明による付加的伝送チャネルを形成し、一
方、本発明の装置は２つの付加的伝送チャネル（１８ｄ
、１８ｅ）と、混合器１８ｆと、フィルタ１８ｇと、Ｚ
Ｆ−アンプと、復調器１８ｈとから成る。上記復調器か
らは有効チャネルのノイズに相応する信号が送出される
。 ［００３８］ 本発明の装置ないしセンサの基本技術とするところは両
ＨＦアンプ１８ｄ、１８ｅの非直線性を以下のように異
なって形成する、即ち、受信機の信号路中におけると同
じ干渉ノイズ成分が比較的に低い信号レベルの際にも、
もう既に生じるように異なって形成することにある。 ［００３９］ 本発明の基本技術による有効信号成分が補償されている
ので、センサ出力側にて、実際上はひずみによってのみ
生じる信号のみが現われる。そのような補償が行なわれ
ないとすればセンサ出力側には（比較的低い）有効信号
によっても、制御をトリガする直流信号が生じることと
なる（このことは制御技術上好ましくない）。 ［００４０］ 図４−ｂの実施例では測高周波（ＨＦ）アンプ１８ｄ、
１８ｅは同じであり、両分岐に対する異なった直線性が
、アンプ入力側における異なった大きさの信号振幅によ
り生ぜしめられ、例えば、センサ入力側からアンプ１８
ｅ の入力側への信号振幅の減衰により生ぜじめられ
る。混合器入力側に関して両分岐の増幅度の相等性を形
成するため、アンプ１８ｄの出力側に相応の信号減衰回
路網が設けられている。この回路網は図４−ｂの実施例
では回路部分１８ｐ、１８ｑから成る。上記回路部分１
８ｐはアンプ１８ｄの入力側１８ｂと、アンプ１８ｅの
入力側との間に挿入接続されている。上記回路部分１８
ｑはアンプ１８ｄの出力側とアンプ１８ｅの出力側との
間に挿入接続されている。上記回路部分１８ｐ、１８ｑ
は例えば夫々抵抗回路網から成る。 ［００４１］ 図４−ｂの装置構成の利点とするところは両アンプ１８
ｄ、１８ｅが同じ構成にされ得、かつ、補償の精度が実
質的に（集積化された）減衰回路網１８ｐ、１８ｑにの
み依存することである。 ［００４２］ 図４−ｃの実施例では両信号成分がＺＦ−バンドパスフ
ィルタ１８ｇ入力側にてはじめてまとめられる。そのた
めに、両ＨＦアンプ１８ｄ、１８ｅの（同方向に向けら
れた）出力信号が別個の混合器１８ｆ′ないし１８ｆ″
に供給される。 この場合において所要の逆方向の信号加算（相加）が、
混合器１８ ｆ’ ないし１８ｆ″の逆相の発振器制御
により行なわれる。 ［００４３］ 当該分岐の所要の異なる非直線性が、図４−ａ及び図４
−ｂの基本構成におけるように高周波（ＨＦ）一部分に
て実現され得る。このことが混合器部分において行なわ
れる手法、手段も可能である。 ［００４４］ 図５には本発明により構成される干渉センサの（理論的
に）生じる特性が示しである。２重（両）対数表示では
横座標上にセンサ入力側におけるノイズ信号しベル（Ｐ
Ｐ）が、また、縦座標上にＤＣ−出力レベル（Ｐｏｕｔ
）が示されｓｌ’ ｓ２ ている。 ［００４５］ カーブ１は例えば、入力側に同じレベル大きさのノイズ
信号（それの相互変調積が有効チャネルｆ、中に入る）
が加わるときの、３次のひずみに対する信号待ｎ 性を表わす。 ［００４６］ カーブ２は例えば、入力側に２つの同じレベル大きさの
ノイズ信号（それの相互変調積が有効チャネルｆ、中に
入るか又は直接的に中間周波ｆ を生じさせるＩｎ
Ｚ）
が加わるときの、２次のひずみに対する信号特性を表わ
す。 ［００４７］ 比較のためカーブ３はアンプ分岐（例えば図４−ａ中１
８ｄ又は１８ｅ）が存在しない場合、即ち、有効信号補
償が行なわれない場合における、出力信号と入力−有効
信号（座標軸の同じレベル尺度を前提とする）との関係
を示す。 ［００４８］ それによれば、出力レベルは直線性の場合（カーブ３）
に比して、２次の相互変調積に対しては入力レベルと共
に２倍の勾配で増大し、３次のものに対しては３倍の勾
配で増大する。 カーブ２と３との交点ないしカーブ１と３との交点ＩＰ
２．ＩＰ３は所謂（理論的）インターセプトポイントで
ある。ＩＦ５は２次の相互変調ひずみに対する特性、Ｉ
Ｆ５は３次のそれを表わす。 ［００４９］ 図５には例として２次及び３次の相互変調ノイズで対す
るセンサー特性のみが示しである。上記ひずみは一般的
にも支配的なものである。但し基本的にその種センサは
いずれの種類の干渉ノイズにも応動する。その限りにお
いて最適化されたセンサを用いての干渉ノイズに対する
十分な保護が可能である。 ［００５０］ 以下、本発明の干渉センサ（当該装置部）に課せられる
べき主要な要求に就ν）を干渉センサを用いて精確に識
別し得るためにはセンサ及び不都合なノイズを惹起する
機能段の非直線性の特性はできるだけ同じでなければな
らない。更に干渉センサにおけるＺＦ （中間周波）−
バンドパスフィルタ１８ｇの選択度及び帯域幅は受信機
のＺＦ−チャネルのそれと類似なものであるべきである
。 ［００５１］ 更に、センサの感度及び端子（接続部）の場所を、夫々
の条件ないし要求に適合させ得る必要がある。そのよう
な条件とは例えばノイズ抑圧の品質又は信号路の変化す
るノイズ影響の受は易さである。信号路ないし通常伝送
チャネルとはアンテナから入力段１，２と、選別フィル
タ３と、混合器４（これには重畳信号発生のための発振
器５が設けられている）と、中間周波用の選別フィルタ
７と、中間周波（ＺＦ）−プリアンプ９と、第２選別フ
ィルタ１０と、復調器１１付の中間アンプとを介する受
信機の受信−信号経路のことである。後者の場合が生起
するのはバラクタイオードによりノイズ特性が定められ
る場合である。この場合には一般に調整（整合）負圧と
共にノイズ特性が変化する。 ［００５２］ 当該センサー出力信号はできる限り、関連する（関与す
る）ノイズ成分にのみ相応するものでなければならない
、換言すれば、出力信号における有効信号成分は抑圧さ
れていなければならない。 ［００５３］ センサ回路自体は有効チャネルにて付加的ノイズを惹起
させてはいけない。このことが起り得る例としては、セ
ンサの（所期の）非直線性がそれの入力側を介して受信
混合器に作用する場合がある。 ［００５４］ 図６は図４−ａに示す基本構成１による干渉センサの回
路例を、短時間ノイズピークに対する評価回路を含めて
示す。ＨＦ−アンプ１８ｄ、１８ｅはトランジスタＱｌ
、Ｑ２ （１８ｄ）ないしＱ３．Ｑ４ （１８ｅ）から
成る差動アンプとして構成されている。 ［００５５］ 上記アンプ１８ｄは抵抗Ｒ１〜Ｒ３から成る負帰還回路
をエツミタ分岐中に有する。これに対し、上記アンプ１
８ｅ中には負帰還は使用されていない。それにより両Ｈ
Ｆアンプの異なった直線性が達成される。当該出力信号
の逆方向加算がコレクタ端子の相応の入替により行なわ
れる。アンプ１８ｄにおいて負帰還により生じるわずか
な急峻度の補償はアンプ１８ｅにおける比較的わずかな
動作電流により（所定電圧Ｖｓ２のもとてのＲ４を介し
て）なされる。 ［００５６］ 混合器１８ｆにはＨＦアンプ１８ｄ、１８ｅの出力信号
が供給される、即ち、マルチプレクサとして動作するト
ランジスタ装置のエミッタに供給される。一方端子対１
８ａを介しての重畳信号によっては上記トランジスタの
ベースが制御される。混合器１８ｆの中間周波出力信号
が（非対称的に）端子１８ｍを介してＺＦ−バンドパス
フィルタ１８ｇに導かれる。上記フィルタの出力側１８
ｎに当該の信号混合体が現われこれは後続の回路部分に
てひきつづき増幅されひきつづいて整流される。 ［００５７］ 上記回路部分における信号増幅はトランジスタＱ５〜Ｑ
８を有する差動アンプ段において行なわれる。信号整流
はトランジスタＱ９〜Ｑ１２、及びエミッタ抵抗Ｒ１１
から成る回路装置によりなされる。整流された信号は回
路点１８ｃにて得られる。組合せ体Ｑ１４．Ｑ１５．Ｒ
１４は整流器特性の調整のために用いられる。 ［００５８］ 信号評価回路２０はエミッタフォロワＱ１３から成り、
これはピーク値整流器としてのＲＣ素子２１と相俟って
、端子２２におけるピーク評価された出力信号を生じさ
せる。 ［００５９］ センサの上記回路形態は次のような受信混合器回路のＨ
Ｆ （高周波）−アンプ部分に特に良好に適する、即ち
、センサのＨＦアンプ１８ｄと同じ構造を有し、当該ア
ンプにおけるトランジスタのベース電位もセンサのＩＦ
アンプのトランジスタベース電位に相応する受信混合器
回路の高周波（ＨＦ）部分に特に良好に適する。 ［００６０］ 図７−ａの回路はセンサのＨＦ部分の変形を示す。図６
に示す回路と異なってＨＦ−アンプ１８ｄ中に抵抗回路
網が設けられておらず、負帰還のためのトランジスタ対
Ｑｌ’ ／Ｑ２’が設けられている。両アンプの非直線
性の差が規定されている。この差は２つの同じ差動アン
プの差、即ち、当該差において、一方の差動アンプ１８
ｄがノイズ信号の半分の振幅で制御されるような２つの
同じ差動アンプの差に相応する。 ［００６１］ 両アンプの急峻度が同じで良好に規定されている。同じ
大きさの動作電流Ｉｓ１ないしＩｓ２の場合当該回路に
おいて、アンプ１８ｄの増幅度が、アンプ１８ｅのそれ
の丁度半分の大きさとなる。ＨＦアンプの出力側におけ
る有効信号補償を行なわせ得るため、トランジスター特
性曲線−関係性に相応して、動作電流の比 Ｉｓ２／ｌ５ｌ＝０．５ が選定さるべきである。 ［００６２］ 上述の分り易い関係性のため、上記の回路構造はＨＦ−
アンプ部分には著しく重要なものである。上記回路の特
別な利点とするところは図７−ｂに示すようにカレント
ミラー回路を介しての動作電流の形成の際、センサの増
幅度（感度）が制御電流Ｉｓ を介して調整され得、
その際有効信号補償及び両アンプの非直線性の特性を相
互間でも変化させないことにある。 ［００６３］ 上記の（コントロールされた）可制御性に基づき、電子
的手法では当該回路の異なる条件への適合が容易である
。 ［００６４］ 図７−ａの回路は対称的構造のため、奇数次（３，５次
等）のひずみのみを生じさせる。それにより、２次の主
要ひずみのコントロールされた検出は不可能である。 ［００６５］ 当該回路を所定のように非対称的に形成し、もって、２
次のひずみを検出し得る手法によれば、差動アンプの夫
々の分岐におけるエミッター電流密度を非対称に設計す
るのである。このことは簡単に下記の関係性ないし、シ
ェーマ（図式）％式％（３） に従って、トランジスタの異なった大きさのエミッタ面
積により行なわれ得る。 その場合、エミッタ面積の比が１より犬であっても１よ
り外であってもよい。その場合重要なことは、再分岐間
の面積比の関係が上記図式（シェーマ）に従って維持さ
れることである。誤った相互関係性の場合アンプ出力側
における２次のひずみが相殺される。ひずみの度合はエ
ミッタ分岐の面積比の大きさにより調整され得る。 ［００６６］ 異なったエミッタ電流密度を調整する別の手法によれば
異なったベース電位１８ｂ、１８ａの設定を行なう。電
流Ｉｓｌ、Ｉｓ２ （図７−ａ）は例えば図７−すに示
すようにカレントミラー回路により生ぜしめられ、この
カレントミラーにおいて、電流源Ｉｓによりカレントミ
ラーに対する入力電流が供給される。図７−すのカレン
トミラー回路は出力電流Ｉｓｌ、Ｉｓ２を供給する。図
７−ｂのカレントミラーを用いて本発明のセンサ（装置
部）の感度を制御することができる。 図８は同様に２
次のひずみを検出し得るセンサのＨＦ部分の第２変形を
示す。この目的のため、当該回路を非対称に形成するエ
ミッタ抵抗ＲＥＩ、ＲＥ２が設けられている。 ［００６７］ ひずみの度合（ひずみ率）は抵抗値の大きさにより調整
され得る。その場合、上記抵抗により惹起された負帰還
度が両アンプ１８ｄ、１８ｅにおいて相互に等しくなる
ように、当該抵抗値を選定すると好適である。注意すべ
きは２次のひずみがアンプ出力側に補償されるのでなく
、相加されることである。このために、図８に示す、動
作電流Ｉｓｌ、Ｉｓ２の入力供給が必要である。 ［００６８］ 混合器は構成素子４ａ〜４ｆから成り、その際受信混合
器のＨＦ部分はトランジスタ４ａ、４ｂ及び抵抗４ｇ、
４ｈ、４ｉによって形成され、乗算器はトランジスタ４
ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆによって形成されている。トラン
ジスタＱｌ、Ｑ２はセンサの第１のＨＦアンプ分岐を形
成し、トランジスタＱ２．Ｑ４はセンサの第２のＨＦア
ンプ分岐を形成す゛る； ［００６９］ センサーＨＦ−アンプ（Ｑｌ〜Ｑ４）の出力信号により
制御されるセンサ混合器１８ｆは前に述べられた例にお
けるように受信−混合器とは別個のものである。受信混
合器及びセンサ混合器は共通に重畳信号ＬＯにより制御
される。源Ｇｑにより形成される入力信号によっては本
例では非対称に受信混合器及びセンサ混合器の入力側が
制御され、即ちトランジスタ４ａ、Ｑｌ、Ｑ３のベース
を介して制御される。トランジスタ４ｃ、４ｂ、Ｑｌ〜
Ｑ４のベース電位は共通にバイアス電圧源Ｖｓ２により
設定される。 ［００７０］ 図９の実施例ではトランジスタＱｌ、Ｑ２を有する一方
のセンサーＨＦ−アンプの非直線性はトランジスタ４ａ
、４ｂを有する受信混合器回路のＨＦ−アンプ部分の非
直線性に等しい。一方、抵抗Ｒ１’ 、 Ｒ２’ と
組合さっての、トランジスタＱ３．Ｑ４を有する第２の
センサーＨＦ−アンプは遥かに小さな非直線性を有する
。Ｑ４及びＲ３’ を有するアンプ分岐は非対称制御
の際信号技術上非作用状態におかれる。 ［００７１］ 図９の回路によってはセンサの非直線性が、受信混合器
の非直線性と一致することが達成される。それにより、
受信混合器への、センサのすぐれた再現可能な適合が達
成可能である。 ［００７２］ センサの両ＨＦ−アンプの出力側における有効信号の補
償が、トランジスタＱ１．４ａないしＱ２，４ｂのエミ
ッタの適当な面積比の選定及び抵抗Ｒ１’ ないしＲ３
’ により定められる。それにより、就中、センサが受
信混合器に殆ど影響を及ぼさず、かつ、センサのＨＦ一
部分及び混合器が、受信−混合器に比してわずかな動作
電流しか要しないことが達成される。図９の回路例は非
対称的制御Ｑｑ向きに設計されている。但し、上記回路
は対称的制御向けにも容易に変形され得る。 ［００７３］ 図１Ｏはもっばら非対称制御構成Ｇｑのみが設けられて
いる場合に、図９の回路から導出され得る受信混合器及
びセンサの回路組合せ体に対する簡単化された回路例を
示す。図１０回路がとり分は図９の回路と相違する点は
センサのＨＦ−アンプがたんに回路構成素子Ｑｌ、Ｑ３
．Ｒ１’ のみから成ることである。トランジスタＱ２
を有するＨＦ−アンプ分岐（図９）の欠除の故に、有効
信号の補償のために、上記分岐の相応によりわずかな増
幅度が調整されるべきものである。 この分岐の増幅度は例えば抵抗Ｒ１’ を介して調整
され得る。 ［００７４］ センサーＨＦ−アンプの出力信号が、トランジスタＱ１
５．Ｑ１６ないしＱ１７、Ｑ１８から成る各別個のセン
サー混合器１８ｆ’ 、１８ｆ″に供給される。 センサーＨＦ−アンプの出力信号が混合器トランジスタ
のエミッタ分岐に供給されるのに対して、重畳信号が上
記トランジスタのベースに供給される。両信号経路の信
号成分の逆位相の相加が、両センサー混合器の（非対称
）出力側（これは選別ユニット１８ｇに接続されている
）にて行なわれる。もって、図１０の回路は図４−ｃの
基本構成手法３に相応する。 ［００７５］ センサ回路のこれまで述べて来た例では有効信号による
不都合な制御を回避するため、センサ出力側における有
効信号成分が抑圧される（補償される）ことを基礎とし
ている。そのような制御が不都合である理由はそれによ
り、有効信号レベル増大につれてのＳ／Ｎ比が、有効信
号レベルと共に比例して上昇することがもはやないから
である。センサにおける有効信号−補償を回避し、その
代わりに有効信号をたんに所定の程度まで抑圧すると好
適である、すなわち、次の程度にだけ抑圧する、つまり
、有効信号に対して所定のＳ／Ｎ比（例えば６０ｄＢ）
に達したとき有効信号による制御が開始するか、又はい
ずれにしろ他の理由から有は遅くとも当該制御が開始さ
れるようにするのである。このことはＦＭ放送受信の場
合例えば０．３〜１ｍｖ（７５Ω）のアンテナ有効信号
レベル以降について該当する。 ［００７６］ センサ装置及びそれにより相応する制御開始限界値に”
おけるそのように制限された有効信号抑圧の利点とする
ところは、有効信号（例えば受信混合器出力側にて）に
よる過励振効果（作用）が回避されることである。 ［００７７］ 無線受信機における干渉ノイズの上述の方法は旧来のス
ーパーヘテロダイン方式（この方式では信号復調前に受
信信号が中間周波信号に変換される）に適用されるのみ
ならず、ホモダイン方式により動作する無線受信機にも
適用され得る。 上記受信機方式（ホモダイン方式）では公知のように、
受信信号が、ベースバンドに変換され、それ故当該受信
機方式は゛直接混合受信システム″の名称のもとに知ら
れており、英語名称では”Ｄｒｉｅｃｔ Ｃｏｎｒｅ
ｓｉｏｎ Ｃｏｎｃｅｐｔ”（直接変換方式）又は’
Ｚｏｒｏ Ｉｆ Ｃｏｎｃｅｐｔ”の呼称で知られ
ている。 ［００７８］
本発明によれば干渉ノイズを十分押圧する無線受信機装
置を実現できる効果が奏される。
置を実現できる効果が奏される。
【図１】
最新のカーラジオのＦＭ一部分のブロック図である。
【図２】
本発明による干渉センサを用いたＦＭ−受信機の基本構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図３】
図２の構成における詳細回路を設けていない装置構成の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】
本発明の装置部の３つの構成、手法を示すブロック図で
ある。
ある。
【図５】
本発明により構成される干渉センサの理論的に生じる特
性を示す特性図である
性を示す特性図である
【図６】
図４−ａに示す基本構成１による干渉センサの回路例の
回路図である。
回路図である。
【図７】
センサのＨＦ部分の変形の接続図ないし本発明のセンサ
の感度を制御できるカレントミラーの構成例の構成図で
ある。
の感度を制御できるカレントミラーの構成例の構成図で
ある。
【図８】
２次のひずみを検出し得るセンサのＨＦ部分の第２変形
の構成図である。
の構成図である。
【図９】
センサのＨＦアンプが受信混合器の回路と組合された回
路例の構成図である。
路例の構成図である。
【図１０】
図９の回路から導出され得る受信混合器及びセンサの回
路組合せ体に対する簡単化された回路例の構成図である
。
路組合せ体に対する簡単化された回路例の構成図である
。
１１ 信号レベル及びＺＦユニット
１２．１３．１４ 機能ユニット
１５ ＡＧＣアンプ
１６ 第２信号検出器
図面
【図１】
【図２】
【図３】
【図５】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０１
Claims (31)
- 【請求項１】ヘテロダイン方式又はホモダイン方式によ
る無線受信機装置において、上記装置はノイズ抑圧に用
いられる２つの異なる付加的伝送チャネルを有し、上記
の２つの付加的伝送チャネルは異なるひずみ率を有する
のものであり更に上記両付加的伝送チャネルにて重畳信
号との混合がそのつど行なわれ、また、それにより生じ
る中間周波信号又はベースバンド信号が、和信号形成の
ために逆相で加算されるか、又は上記両付加的伝送チャ
ネルの出力信号が和信号の形成のために逆相で加算され
、更に、それにより生起する和信号が中間周波信号又は
ベース信号の形成のための重畳信号と混合されるように
し、更に上記付加伝送チャネルの出力信号から導出され
て、加算及び混合により形成された信号が周波数選別さ
れ復調され更に復調された信号が増幅度制御のために用
いられるように構成されていることを特徴とする無線受
信機装置。 - 【請求項２】一方の付加的伝送チャネルのひずみ率が、
できるだけわずかであり、更に、他方の付加的伝送チャ
ネルのひずみ率が、通常の伝送チャネルのひずみ率より
大である請求項１記載の装置。 - 【請求項３】上記の一方の付加的伝送チャネルのひずみ
率は通常伝送チャネルのひずみ率に等しく、他方の付加
的伝送チャネルのひずみ率が、通常伝送チャネルのそれ
より小である請求項１記載の装置。 - 【請求項４】上記付加伝送チャネルの信号との混合のた
め上記重畳信号は通常伝送チャネルのための重畳信号と
同じ周波数を有する、請求項１から３までのいずれか１
項記載の装置。 - 【請求項５】上記付加伝送チャネルの信号から導出され
た中間周波信号が、通常伝送チャネルの中間周波信号と
同じ周波数を有する請求項１から４までのいずれか１項
記載の装置。 - 【請求項６】上記付加的伝送チャネルの信号から導出さ
れた中間周波信号が、通常受信機チャネルの中間周波信
号と同じ帯域幅を有するか、又はそれより大の帯域幅を
有する請求項１から５までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項７】上記増幅度制御を行なうに際して、干渉ノ
イズが有効チャネルに関与すると当該増幅度が低減され
るように構成されている請求項１から６までのいずれか
１項記載の装置。 - 【請求項８】上記の２つの付加的伝送チャネルと、１つ
又は２つの混合器と、選別手段と、復調器とを有する装
置部の出力信号が、増幅度制御のための制御信号として
用いられ又は増幅度制御前に評価（重み付け）回路に供
給されるように構成されている請求項１から７までのい
ずれか１項記載の装置。 - 【請求項９】上記装置部の入力側に、信号が供給され、
この信号はアンテナと混合器又は混合器入力側との間の
信号経路から取出される請求項１から８までのいずれか
１項記載の装置。 - 【請求項１０】上記装置部の出力信号が、受信機の入力
段に増幅度制御のため供給される請求項１から９までの
いずれか１項記載の装置。 - 【請求項１１】受信機混合器に対する重畳信号を供給す
る発振器からは上記装置の単数又は複数の混合器に対す
る重畳信号も供給されるように構成されている請求項１
から１０までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項１２】上記入力段と所定回路点との間に整流器
回路が挿入接続されており、上記所定回路点は信号経路
中でアンテナと受信混合器との間に伝送する点か、又は
受信機混合器の入力側を形成する点であり、更に、上記
整流器回路は過励振現象ないし作用が回避されるように
構成されている請求項１から１１までのいずれか１項記
載の装置。 - 【請求項１３】上記装置部には評価（重み付け）回路が
後置接続されており、該評価回路は上記装置部の出力信
号のピークを上記装置部の出力信号の平均値より大に評
価（重み付け）する請求項１から１２までのいずれか１
項記載の装置。 - 【請求項１４】上記重み付け回路はピーク値整流器から
成る請求項１から１３までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項１５】上記付加的伝送チャネルは１つのアンプ
、または、アンプとこれに混合器を加えたものを有する
請求項１から１４までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項１６】上記アンプは異なったひずみ率を有する
請求項１から１５までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項１７】上記付加的伝送チャネル中にて、アンプ
とこれに混合器を加えたものが存在する場合に、上記ア
ンプは、又は、アンプとこれに混合器を加えたもの、又
は混合器が、異なるひずみ率を生じさせるものである請
求項１から１６までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項１８】上記アンプの増幅度の選定の際にて、上
記両付加的伝送チャネルの両出力信号の加算数、有効信
号が少なくとも十分に補償されるように構成されている
請求項１から１７までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項１９】上記両付加的伝送チャネルの異なったひ
ずみ率が、同じひずみ率を有するアンプを異なった程度
に励振するようにして達成される請求項１から１８まで
のいずれか１項記載の装置。 - 【請求項２０】上記装置部の作用が可制御である、請求
項１から１９までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項２１】上記装置部の伝送チャネルのひずみ特性
が、受信機チャネルのひずみ特性に適合されている請求
項１から２０までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項２２】上記装置部の非直線性の特性が、受信機
のそれに十分相応するものである請求項１から２１まで
のいずれか１項記載の装置。 - 【請求項２３】上記装置部の第１及び第２ＨＦ（高周波
）−アンプの異なった非直線性が、上記第１、第２高周
波アンプのトランジスタのエミッタにおける異なった負
帰還によって調整されるようにした請求項１から２２ま
でのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項２４】上記装置部の第１、第２高周波アンプは
差動アンプとして構成されており、更に、上記第１差動
アンプは負帰還なしに構成されており、上記第２差動ア
ンプはエミッタ分岐中に、負帰還結合素子として、ダイ
オードとして接続構成された２つのトランジスタを有す
る請求項１から２３までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項２５】上記装置部の感度が可調整である請求項
１から２４までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項２６】上記装置部の第１、第２ＨＦアンプにお
ける異なった負帰還が、抵抗を介して行なわれる請求項
１から２５までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項２７】上記装置部における有効信号成分の抑圧
される度合が、たんにわずかな大きさのものであり、こ
こにおいて、Ｓ／Ｎ比が所定の大きさに達しているか又
は有効信号が所定の大きさに達している際に、上記装置
部により有効信号が制御信号を生ぜしめるような程度の
大きさのみ、上記有効信号成分が抑圧されるように構成
されている請求項１から２７までのいずれか１項記載の
装置。 - 【請求項２８】上記装置部は受信混合器と別個に制御さ
れる請求項１から２７までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項２９】上記装置部は受信混合器と組合せ構成さ
れている請求項１から２８までのいずれか１項記載の装
置。 - 【請求項３０】上記装置部のＨＦアンプは非対称に構成
されており、ここにおいて、２次のひずみが上記装置部
により点に検出捕捉されるように構成されている請求項
１から２９までのいずれか１項記載の装置。 - 【請求項３１】 上記装置部のＨＦアンプの非対称性が、上記装置部のＨ
Ｆ−アンプの分岐中の非対称性負帰還により調製される
ように構成されている請求項１から３０までのいずれか
に記載の装置。
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|---|---|---|---|
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1990
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