JPH0332250B2 - - Google Patents
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- JPH0332250B2 JPH0332250B2 JP57154224A JP15422482A JPH0332250B2 JP H0332250 B2 JPH0332250 B2 JP H0332250B2 JP 57154224 A JP57154224 A JP 57154224A JP 15422482 A JP15422482 A JP 15422482A JP H0332250 B2 JPH0332250 B2 JP H0332250B2
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- JP
- Japan
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- signal
- output
- circuit
- phase shifter
- transistor
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 18
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 5
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はクワドラチヤFM検波回路を有する
FM受信機に関するものである。
FM受信機に関するものである。
第１図はクワドラチヤFM検波方式を用いた
FM受信機の概略ブロツク図であり、FM信号入
力はリミツタ１において、振幅変動成分が除去さ
れて次段のクワドラチヤ検波回路２へ入力され
る。この検波回路２は移相器２１と乗算器２２と
からなるものであり、移相器２１はFM信号の周
波数に比例した移相量を有する構成とされ、FM
信号の中心周波数（FM−IF信号周波数であつて
10.7MHzである）に対し90°の移相量を有するよ
う構成されている。この移相出力とFM信号との
乗算が乗算器２２に於てなされ、この乗算出力が
アンプ３により増幅されてステレオコンポジツト
信号となるのである。
FM受信機の概略ブロツク図であり、FM信号入
力はリミツタ１において、振幅変動成分が除去さ
れて次段のクワドラチヤ検波回路２へ入力され
る。この検波回路２は移相器２１と乗算器２２と
からなるものであり、移相器２１はFM信号の周
波数に比例した移相量を有する構成とされ、FM
信号の中心周波数（FM−IF信号周波数であつて
10.7MHzである）に対し90°の移相量を有するよ
う構成されている。この移相出力とFM信号との
乗算が乗算器２２に於てなされ、この乗算出力が
アンプ３により増幅されてステレオコンポジツト
信号となるのである。
このステレオコンポジツト信号からサブ信号
（左右チヤンネル信号の差）を得るために、サブ
信号復調回路４が設けられており、PLL（フエイ
ズロツクドループ）回路４１及び乗算器４２から
なつている。PLL回路４１において、ステレオ
パイロツト信号に同期した38KHzのサブキヤリヤ
信号が発生されて、アンプ３の出力であるステレ
オコンポジツト信号とこのサブキヤリヤ信号との
乗算が乗算器４２において行われる。この乗算出
力とアンプ３の出力とがマトリツクス回路５に入
力されて左右チヤンネル信号が互いに分離導出さ
れることになる。
（左右チヤンネル信号の差）を得るために、サブ
信号復調回路４が設けられており、PLL（フエイ
ズロツクドループ）回路４１及び乗算器４２から
なつている。PLL回路４１において、ステレオ
パイロツト信号に同期した38KHzのサブキヤリヤ
信号が発生されて、アンプ３の出力であるステレ
オコンポジツト信号とこのサブキヤリヤ信号との
乗算が乗算器４２において行われる。この乗算出
力とアンプ３の出力とがマトリツクス回路５に入
力されて左右チヤンネル信号が互いに分離導出さ
れることになる。
かかる構成において、リミツタ１の出力におけ
るFM信号を簡単のために、 e1(t)＝sinωt ……(1) とすると、移相器２１を経た信号e2(t)は、 e2(t)＝Ａ（ω）sin｛ωt＋（ω）｝……(2) となる。ここにＡ（ω）は移相器２１の振幅特性、
（ω）はその位相特性である。従つて、乗算器
２２の出力e3(t)は、 e3(t)＝e1(t)・e2(t)＝１／２Ａ（ω）〔cos（ω） −cos｛2ωt＋（ω）｝〕 ……(3) となる。尚、乗算器２２のゲインを１としてい
る。
るFM信号を簡単のために、 e1(t)＝sinωt ……(1) とすると、移相器２１を経た信号e2(t)は、 e2(t)＝Ａ（ω）sin｛ωt＋（ω）｝……(2) となる。ここにＡ（ω）は移相器２１の振幅特性、
（ω）はその位相特性である。従つて、乗算器
２２の出力e3(t)は、 e3(t)＝e1(t)・e2(t)＝１／２Ａ（ω）〔cos（ω） −cos｛2ωt＋（ω）｝〕 ……(3) となる。尚、乗算器２２のゲインを１としてい
る。
この(3)式で示されるe3(t)をLPF（ローパスフイ
ルタ）を通すことにより、第２項を除去すれば第
１項のみが検波出力として取り出せることにな
る。すなわち、FM信号e1(t)＝sinωtの角周波数
ωに比例した移相量（ω）を有する信号cos
（ω）がクワドラチヤ検波器２の出力として導出
されるもので、FM信号の中心角周波数ω0に対し
て移相量（ω0）＝π／２となるように設定され
ており、よつて、その時の検波出力cos（ω0）＝
０となり、ω0±Δωに対して±Δωに比例した検
波出力が得られるのである。
ルタ）を通すことにより、第２項を除去すれば第
１項のみが検波出力として取り出せることにな
る。すなわち、FM信号e1(t)＝sinωtの角周波数
ωに比例した移相量（ω）を有する信号cos
（ω）がクワドラチヤ検波器２の出力として導出
されるもので、FM信号の中心角周波数ω0に対し
て移相量（ω0）＝π／２となるように設定され
ており、よつて、その時の検波出力cos（ω0）＝
０となり、ω0±Δωに対して±Δωに比例した検
波出力が得られるのである。
こうして得られた検波出力は、いわゆるステレ
オコンポジツト信号であり、 e3(t)＝（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ） sinωst＋Psinωs／２ｔ …………(4) と表わされる。ここに、Ｌ，Ｒは左右チヤンネル
信号、ωsはサブキヤリヤ信号の角周波数、Ｐは
ステレオパイロツト信号の振幅を示す。このコン
ポジツト信号からサブ信号（Ｌ−Ｒ）を得るため
に、PLL回路４１の出力sinωstと(4)式のe3(t)とが
乗算器４２にて乗算される。従つて、その出力e4
(t)は、 e4(t)＝e3(t)・sinωst＝(L+R)sinωst＋１／２(L-R)−
１／２(L-R)cos2ωst＋Psinωs／２ｔ・sinωst…(5) となる。(5)式のオーデイオ成分のみを考えれば、
１／２（Ｌ−Ｒ）となり、サブ信号が復調されたこ とになる。よつて、マトリツクス回路５におい
て、コンポジツト信号中のメイン信号（Ｌ＋Ｒ）
と(5)式のサブ信号（Ｌ−Ｒ）とが加減算処理され
て、左右チヤンネル信号となるのである。
オコンポジツト信号であり、 e3(t)＝（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ） sinωst＋Psinωs／２ｔ …………(4) と表わされる。ここに、Ｌ，Ｒは左右チヤンネル
信号、ωsはサブキヤリヤ信号の角周波数、Ｐは
ステレオパイロツト信号の振幅を示す。このコン
ポジツト信号からサブ信号（Ｌ−Ｒ）を得るため
に、PLL回路４１の出力sinωstと(4)式のe3(t)とが
乗算器４２にて乗算される。従つて、その出力e4
(t)は、 e4(t)＝e3(t)・sinωst＝(L+R)sinωst＋１／２(L-R)−
１／２(L-R)cos2ωst＋Psinωs／２ｔ・sinωst…(5) となる。(5)式のオーデイオ成分のみを考えれば、
１／２（Ｌ−Ｒ）となり、サブ信号が復調されたこ とになる。よつて、マトリツクス回路５におい
て、コンポジツト信号中のメイン信号（Ｌ＋Ｒ）
と(5)式のサブ信号（Ｌ−Ｒ）とが加減算処理され
て、左右チヤンネル信号となるのである。
かかる従来の構成では、クワドラチヤ検波回路
２においてステレオコンポジツト信号を得た後、
このコンポジツト信号とサブキヤリヤ信号とによ
りサブ信号を復調するという２段階からなる復調
処理が必要となつてくる。その結果信号の伝送経
路が長くなつてＳ／Ｎや歪が劣化するという欠点
がある。また、コンポジツト信号とサブキヤリヤ
信号との乗算においては、回路の簡素化等のため
に38KHzの矩形波を用いてコンポジツト信号をス
イツチングする方法が採られる。この場合、38K
Hzの矩形波の奇数次高調波と近接放送局とのビー
トが生じてビート妨害が発生して悪影響を与える
欠点がある。
２においてステレオコンポジツト信号を得た後、
このコンポジツト信号とサブキヤリヤ信号とによ
りサブ信号を復調するという２段階からなる復調
処理が必要となつてくる。その結果信号の伝送経
路が長くなつてＳ／Ｎや歪が劣化するという欠点
がある。また、コンポジツト信号とサブキヤリヤ
信号との乗算においては、回路の簡素化等のため
に38KHzの矩形波を用いてコンポジツト信号をス
イツチングする方法が採られる。この場合、38K
Hzの矩形波の奇数次高調波と近接放送局とのビー
トが生じてビート妨害が発生して悪影響を与える
欠点がある。
この発明は上述した従来欠点を排除するために
なされたものであつて、その目的とするところ
は、信号伝送経路を短くすると共にビート妨害の
発生をなくすようにしたFM受信機を提供するこ
とにある。
なされたものであつて、その目的とするところ
は、信号伝送経路を短くすると共にビート妨害の
発生をなくすようにしたFM受信機を提供するこ
とにある。
本発明によるFM受信機は、メイン信号の復調
にクワドラチヤ検波回路を用い、このクワドラチ
ヤ検波回路の移相器の出力とFM信号と更には
38KHzサブキヤリヤ信号との乗算をなす乗算回路
を別に設けてこの乗算出力からサブ信号を導出す
るようにしことを特徴としている。
にクワドラチヤ検波回路を用い、このクワドラチ
ヤ検波回路の移相器の出力とFM信号と更には
38KHzサブキヤリヤ信号との乗算をなす乗算回路
を別に設けてこの乗算出力からサブ信号を導出す
るようにしことを特徴としている。
以下に図面を用いて本発明を説明する。
第２図は本発明の原理を示すブロツク図であ
り、第１図と同等部分は同一符号により示す。リ
ミツタ１を経たFM信号は、メイン信号（Ｌ＋
Ｒ）の復調のためのクワドラチヤ検波回路２へ入
力される。この回路２は第１図に示したクワドラ
チヤ検波回路２と同等であり、この検波出力がア
ンプ３を経てマトリツクス回路５へ入力される。
り、第１図と同等部分は同一符号により示す。リ
ミツタ１を経たFM信号は、メイン信号（Ｌ＋
Ｒ）の復調のためのクワドラチヤ検波回路２へ入
力される。この回路２は第１図に示したクワドラ
チヤ検波回路２と同等であり、この検波出力がア
ンプ３を経てマトリツクス回路５へ入力される。
サブ信号（Ｌ−Ｒ）の復調のために別の乗算回
路６が設けられており、ここでは、FM信号と、
移相器２１の出力と、更には38KHzの正弦波サブ
キヤリヤ信号との乗算処理が行われる。サブキヤ
リヤ信号は、アンプ３の出力であるステレオコン
ポジツト信号中のステレオパイロツト信号を
PLL回路４１にて抽出して得られたものである。
乗算回路６の出力がアンプ７を介してマトリツク
ス回路５の入力となつている。
路６が設けられており、ここでは、FM信号と、
移相器２１の出力と、更には38KHzの正弦波サブ
キヤリヤ信号との乗算処理が行われる。サブキヤ
リヤ信号は、アンプ３の出力であるステレオコン
ポジツト信号中のステレオパイロツト信号を
PLL回路４１にて抽出して得られたものである。
乗算回路６の出力がアンプ７を介してマトリツク
ス回路５の入力となつている。
かかる構成において、FM信号を(1)式のe1（ｔ）
で示し、また移相器２１の出力を(2)式のe2（ｔ）
で示したとすると、クワドラチヤ検波回路２の出
力e3（ｔ）は同様に(3)式で表わされ、これが(4)式
で示されてメイン信号（Ｌ＋Ｒ）が得られる。
で示し、また移相器２１の出力を(2)式のe2（ｔ）
で示したとすると、クワドラチヤ検波回路２の出
力e3（ｔ）は同様に(3)式で表わされ、これが(4)式
で示されてメイン信号（Ｌ＋Ｒ）が得られる。
乗算回路６においては、e1（ｔ）、e2（ｔ）及び
sinωstの乗算が行われるから、その出力e5（ｔ）
は、 e5（ｔ）＝e1（ｔ）・e2（ｔ）・sinωst ＝e3（ｔ）・sinωst ……(6) となる。e3（ｔ）は(4)式で示されることから、 e5（ｔ）＝｛（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）sinωst＋P
sinωs／２ｔ｝・sinωst＝１／２（Ｌ−Ｒ） ＋（Ｌ＋Ｒ）sinωst−１／２（Ｌ−Ｒ）cos
2ωst＋Psinωs／２ｔ・sinωst……(7) となる。この(7)式において、オーデイオ成分は
１／２（Ｌ−Ｒ）であるから、サブ信号が復調され たことになるのである。
sinωstの乗算が行われるから、その出力e5（ｔ）
は、 e5（ｔ）＝e1（ｔ）・e2（ｔ）・sinωst ＝e3（ｔ）・sinωst ……(6) となる。e3（ｔ）は(4)式で示されることから、 e5（ｔ）＝｛（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）sinωst＋P
sinωs／２ｔ｝・sinωst＝１／２（Ｌ−Ｒ） ＋（Ｌ＋Ｒ）sinωst−１／２（Ｌ−Ｒ）cos
2ωst＋Psinωs／２ｔ・sinωst……(7) となる。この(7)式において、オーデイオ成分は
１／２（Ｌ−Ｒ）であるから、サブ信号が復調され たことになるのである。
第３図は本発明の実施例の具体的回路を示す図
であり、FM信号は差動アンプ構成のリミツタ１
へ入力される。このリミツタ１は、基本的には差
動トランジスタQ1，Q2と、エミツタフオロワト
ランジスタQ4，Q5と更にはダイオードD2，D3と
からなつており、トランジスタQ3、ダイオード
D1、抵抗R1，R2，R5とにより差動トランジスタ
Q1，Q2の電流源が構成されている。抵抗R3，R6
は差動トランジスタQ1，Q2の負荷抵抗であり、
また、抵抗R9，R10はエミツタフオロワトランジ
スタQ4，Q5のエミツタ抵抗である。尚、抵抗R4，
R7，R8はバイアス用抵抗を示す。
であり、FM信号は差動アンプ構成のリミツタ１
へ入力される。このリミツタ１は、基本的には差
動トランジスタQ1，Q2と、エミツタフオロワト
ランジスタQ4，Q5と更にはダイオードD2，D3と
からなつており、トランジスタQ3、ダイオード
D1、抵抗R1，R2，R5とにより差動トランジスタ
Q1，Q2の電流源が構成されている。抵抗R3，R6
は差動トランジスタQ1，Q2の負荷抵抗であり、
また、抵抗R9，R10はエミツタフオロワトランジ
スタQ4，Q5のエミツタ抵抗である。尚、抵抗R4，
R7，R8はバイアス用抵抗を示す。
トランジスタQ6，Q7及びトランジスタQ17、抵
抗R11により差動アンプが構成されており、次段
の移相器２１を駆動するドライブアンプとして動
作する。抵抗R12の両端からFM信号が出力され
て、コイルL1〜L3、コンデンサC3，C4及び抵抗
R13，R14からなる移相器２１へ印加される。こ
の移相器２１の出力は、トランジスタQ9と抵抗
R16とからなるバツフアを介して、乗算器２２と
６とへ入力される。乗算器２２は、いわゆるダブ
ルバランス型の差動アンプ構成であり、トランジ
スタQ10〜Q15からなる。トランジスタQ14，Q15
のベース間にFM信号が印加され、トランジスタ
Q10，Q12とQ11，Q13とのベース間に移相器２１
の出力が印加されている。トランジスタQ16、抵
抗R17とにより電流源が構成され、トランジスタ
Q18と抵抗R20とによりトランジスタQ11，Q13の
ベースバイアスが発生されている。抵抗R18，
R19の両端からクワドラチヤ検波出力が取り出さ
れて、アンプ３の入力となつている。
抗R11により差動アンプが構成されており、次段
の移相器２１を駆動するドライブアンプとして動
作する。抵抗R12の両端からFM信号が出力され
て、コイルL1〜L3、コンデンサC3，C4及び抵抗
R13，R14からなる移相器２１へ印加される。こ
の移相器２１の出力は、トランジスタQ9と抵抗
R16とからなるバツフアを介して、乗算器２２と
６とへ入力される。乗算器２２は、いわゆるダブ
ルバランス型の差動アンプ構成であり、トランジ
スタQ10〜Q15からなる。トランジスタQ14，Q15
のベース間にFM信号が印加され、トランジスタ
Q10，Q12とQ11，Q13とのベース間に移相器２１
の出力が印加されている。トランジスタQ16、抵
抗R17とにより電流源が構成され、トランジスタ
Q18と抵抗R20とによりトランジスタQ11，Q13の
ベースバイアスが発生されている。抵抗R18，
R19の両端からクワドラチヤ検波出力が取り出さ
れて、アンプ３の入力となつている。
アンプ３はオペアンプOP1と抵抗R21，R22とか
らなり、このアンプ３の出力のオーデイオ成分が
メイン信号（Ｌ＋Ｒ）となつている。尚、トラン
ジスタQ8、ダイオードZ1及び抵抗R15により定電
圧源が構成され、リミツタ１と移相器２１とに電
源を供給している。
らなり、このアンプ３の出力のオーデイオ成分が
メイン信号（Ｌ＋Ｒ）となつている。尚、トラン
ジスタQ8、ダイオードZ1及び抵抗R15により定電
圧源が構成され、リミツタ１と移相器２１とに電
源を供給している。
サブ信号検波のための乗算器６として、２個の
ダブルバランス型差動アンプが用いられている。
第１のダブルバランス型差動アンプは、トランジ
スタQ19〜Q22からなり、その入力には移相器２
１の出力Ｆが用いられている。第２のダブルバラ
ンス型差動アンプは、トランジスタQ23〜Q26か
らなり、その入力にはFM信号Ｃが用いられてい
る。この第２のダブルバランス型差動アンプの電
流源として、トランジスタQ27，Q28、抵抗R25，
R26からなる回路が設けられており、トランジス
タQ27，Q28の各ベースに38KHzの正弦波サブキヤ
リヤを正逆相信号が夫々供給されている。従つ
て、その各コレクタ電流出力Ａ，Ｂがサブキヤリ
ヤに応じて変化することになる。この第２のダブ
ルバランス型差動アンプの出力Ｄ，Ｅが第１のダ
ブルバランス型差動アンプの各電流源となつてお
り、この第１のダブルバランス型差動アンプの出
力Ｇ，Ｈがアンプ７により増幅され、サブ信号
（Ｌ−Ｒ）となる。このアンプ７はオペアンプ
OP2と抵抗R27，R28とからなる。
ダブルバランス型差動アンプが用いられている。
第１のダブルバランス型差動アンプは、トランジ
スタQ19〜Q22からなり、その入力には移相器２
１の出力Ｆが用いられている。第２のダブルバラ
ンス型差動アンプは、トランジスタQ23〜Q26か
らなり、その入力にはFM信号Ｃが用いられてい
る。この第２のダブルバランス型差動アンプの電
流源として、トランジスタQ27，Q28、抵抗R25，
R26からなる回路が設けられており、トランジス
タQ27，Q28の各ベースに38KHzの正弦波サブキヤ
リヤを正逆相信号が夫々供給されている。従つ
て、その各コレクタ電流出力Ａ，Ｂがサブキヤリ
ヤに応じて変化することになる。この第２のダブ
ルバランス型差動アンプの出力Ｄ，Ｅが第１のダ
ブルバランス型差動アンプの各電流源となつてお
り、この第１のダブルバランス型差動アンプの出
力Ｇ，Ｈがアンプ７により増幅され、サブ信号
（Ｌ−Ｒ）となる。このアンプ７はオペアンプ
OP2と抵抗R27，R28とからなる。
この第３図における乗算器６の部分の各信号Ａ
〜Ｈの波形が第４図Ａ〜Ｈに夫々対応して示され
ている。トランジスタQ27，Q28によるコレクタ
電流出力は図Ａ，Ｂに示すように一定値I0を中心
として正弦波状の正逆相サブキヤリヤ電流とな
る。第２のダブルバランス型差動アンプの入力に
は図Ｃに示す如きFM信号が印加されているか
ら、このアンプの出力には、図Ｄ，Ｅに示す如く
38KHzサブキヤリヤがFM信号により振幅変調
（DSB：ダブルサイドバンド）した波形と等価と
なり、結果的に38KHzサブキヤリヤとFM信号と
の乗算出力が得られる。
〜Ｈの波形が第４図Ａ〜Ｈに夫々対応して示され
ている。トランジスタQ27，Q28によるコレクタ
電流出力は図Ａ，Ｂに示すように一定値I0を中心
として正弦波状の正逆相サブキヤリヤ電流とな
る。第２のダブルバランス型差動アンプの入力に
は図Ｃに示す如きFM信号が印加されているか
ら、このアンプの出力には、図Ｄ，Ｅに示す如く
38KHzサブキヤリヤがFM信号により振幅変調
（DSB：ダブルサイドバンド）した波形と等価と
なり、結果的に38KHzサブキヤリヤとFM信号と
の乗算出力が得られる。
この乗算出力Ｅ，Ｄに更に移相器出力Ｆが、第
１のダブルバランス型差動アンプにおいて乗算さ
れるから、その出力は図Ｇ，Ｈに示すようにな
る。ここで、移相器２１の出力Ｆの波形はFM信
号Ｃの波形に対しπ／２だけ位相差を有するもの
としている。よつて、出力Ｇ，Ｈには(6)式すなわ
ち(7)式で示される乗算信号が得られ、その低域成
分（オーデイオ成分）にはサブ信号（Ｌ−Ｒ）が
得られることになる。
１のダブルバランス型差動アンプにおいて乗算さ
れるから、その出力は図Ｇ，Ｈに示すようにな
る。ここで、移相器２１の出力Ｆの波形はFM信
号Ｃの波形に対しπ／２だけ位相差を有するもの
としている。よつて、出力Ｇ，Ｈには(6)式すなわ
ち(7)式で示される乗算信号が得られ、その低域成
分（オーデイオ成分）にはサブ信号（Ｌ−Ｒ）が
得られることになる。
第５図はサブキヤリヤ信号を発生するPLL回
路４１のブロツク図であり、FMコンポジツト信
号は位相比較器１０の１入力となり、比較出力は
LPF１１及びDCアンプ１２を介してVCO（電圧
制御型発振器）１３の制御信号となる。この
VCO１３の出力は1/2分周器１４により分周され
LPF１５により38KHz正弦波となる。この信号が
PLL出力となる共に、波形整形回路１６に入力
されて矩形波となり、1/2分周器１７において
19KHzとなる。この分周出力とコンポジツト信号
とが位相比較器１０にて位相比較される如き構成
であり、周知のもの故に詳述しない。
路４１のブロツク図であり、FMコンポジツト信
号は位相比較器１０の１入力となり、比較出力は
LPF１１及びDCアンプ１２を介してVCO（電圧
制御型発振器）１３の制御信号となる。この
VCO１３の出力は1/2分周器１４により分周され
LPF１５により38KHz正弦波となる。この信号が
PLL出力となる共に、波形整形回路１６に入力
されて矩形波となり、1/2分周器１７において
19KHzとなる。この分周出力とコンポジツト信号
とが位相比較器１０にて位相比較される如き構成
であり、周知のもの故に詳述しない。
第６図及び第７図は、第５図に示したPLL回
路４１による38KHzサブキヤリヤ信号を電流に変
換するための回路例である。第６図を参照する
に、サブキヤリヤ信号は、トランジスタQ29，
Q30及び電流源I1からなる差動アンプへ入力され
て電流変換され、トランジスタQ31、ダイオード
D4及び抵抗R29，R30からなるカレントミラー負
荷により電流出力として導出され、電流源トラン
ジスタQ27（第３図参照）のベース入力となる。
尚、トランジスタQ32、抵抗R31及び電流源I2とか
らなる回路によつてトランジスタQ30のベースを
駆動している。尚、抵抗R32，R33は各トランジ
スタQ29，Q30のベースバイアス用である。また
トランジスタQ29のコレクタ出力を、トランジス
タQ33〜Q35、電流源I3及び抵抗R34，R35よりなる
差動アンプへ印加してトランジスタQ33のエミツ
タ出力により電流源トランジスタQ28のベース入
力としている。
路４１による38KHzサブキヤリヤ信号を電流に変
換するための回路例である。第６図を参照する
に、サブキヤリヤ信号は、トランジスタQ29，
Q30及び電流源I1からなる差動アンプへ入力され
て電流変換され、トランジスタQ31、ダイオード
D4及び抵抗R29，R30からなるカレントミラー負
荷により電流出力として導出され、電流源トラン
ジスタQ27（第３図参照）のベース入力となる。
尚、トランジスタQ32、抵抗R31及び電流源I2とか
らなる回路によつてトランジスタQ30のベースを
駆動している。尚、抵抗R32，R33は各トランジ
スタQ29，Q30のベースバイアス用である。また
トランジスタQ29のコレクタ出力を、トランジス
タQ33〜Q35、電流源I3及び抵抗R34，R35よりなる
差動アンプへ印加してトランジスタQ33のエミツ
タ出力により電流源トランジスタQ28のベース入
力としている。
第７図を参照するに、38KHzサブキヤリヤ信号
は、トランジスタQ36，Q37及び電流源I4からなる
差動アンプにより電流変換され、トランジスタ
Q37のコレクタ負荷であるカレントミラーにより
導出されて電流源トランジスタQ27のベースへ印
加されている。カレントミラーはトランジスタ
Q38、ダイオードD5からなつている。また、逆相
側の電流源トランジスタQ28は、トランジスタ
Q38，Q39、電流源I7よりなる差動アンプにより駆
動される。この差動アンプのコレクタ負荷とし
て、トランジスタQ40、ダイオードD6からなるカ
レントミラーが設けられている。尚、I5，I6はト
ランジスタQ27，Q28のエミツタ電流源であり、
抵抗R36，R37はトランジスタQ36，Q38のベース
バイアス用である。
は、トランジスタQ36，Q37及び電流源I4からなる
差動アンプにより電流変換され、トランジスタ
Q37のコレクタ負荷であるカレントミラーにより
導出されて電流源トランジスタQ27のベースへ印
加されている。カレントミラーはトランジスタ
Q38、ダイオードD5からなつている。また、逆相
側の電流源トランジスタQ28は、トランジスタ
Q38，Q39、電流源I7よりなる差動アンプにより駆
動される。この差動アンプのコレクタ負荷とし
て、トランジスタQ40、ダイオードD6からなるカ
レントミラーが設けられている。尚、I5，I6はト
ランジスタQ27，Q28のエミツタ電流源であり、
抵抗R36，R37はトランジスタQ36，Q38のベース
バイアス用である。
第２図及び第６，７図に示した回路例は単に例
を示すにすぎず、これに限定されることなく種々
の変形が可能であることは勿論である。
を示すにすぎず、これに限定されることなく種々
の変形が可能であることは勿論である。
叙上の如く、本発明によればメイン信号とサブ
信号とを並列に復調できるので信号経路長が従来
例に比しより短くなつてＳ／Ｎや歪の劣化がなく
なる。また、等価的に38KHz正弦波サブキヤリヤ
によるリニアな（アナログ的）乗算処理による復
調であるために、38KHz矩形波のスイツチング処
理によつて生じる近接放送局とのビート妨害の影
響をなくすことができる利点がある。
信号とを並列に復調できるので信号経路長が従来
例に比しより短くなつてＳ／Ｎや歪の劣化がなく
なる。また、等価的に38KHz正弦波サブキヤリヤ
によるリニアな（アナログ的）乗算処理による復
調であるために、38KHz矩形波のスイツチング処
理によつて生じる近接放送局とのビート妨害の影
響をなくすことができる利点がある。
第１図は従来のFM受信機の概略ブロツク図、
第２図は本発明の原理を示すブロツク図、第３図
は本発明の実施例の具体的回路図、第４図は第３
図の回路の動作波形図、第５図はPLL回路のブ
ロツク図、第６図及び第７図は第５図のPLL回
路により得られたサブキヤリヤ信号を電流変換す
るための回路例を夫々示す図である。 主要部分の符号の説明、２……クワドラチヤ検
波回路、６，２２……乗算回路、２１……移相
器、４１……PLL回路。
第２図は本発明の原理を示すブロツク図、第３図
は本発明の実施例の具体的回路図、第４図は第３
図の回路の動作波形図、第５図はPLL回路のブ
ロツク図、第６図及び第７図は第５図のPLL回
路により得られたサブキヤリヤ信号を電流変換す
るための回路例を夫々示す図である。 主要部分の符号の説明、２……クワドラチヤ検
波回路、６，２２……乗算回路、２１……移相
器、４１……PLL回路。
Claims (1)
- １ FM信号を入力としこのFM信号の周波数に
対応した移相量を有する移相器と、この移相器の
出力と前記FM信号との乗算をなす乗算器とから
なるクワドラチヤFM検波回路を有するFM受信
機であつて、前記FM信号、前記移相器の出力、
更にはFMサブキヤリヤ信号の３つの信号の乗算
をなす乗算手段を有し、前記クワドラチヤ検波回
路からメイン信号を導出し、前記乗算手段からサ
ブ信号を導出するようにしたことを特徴とする
FM受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57154224A JPS5943643A (ja) | 1982-09-04 | 1982-09-04 | Ｆｍ受信機 |
| US06/529,781 US4523329A (en) | 1982-09-04 | 1983-09-06 | FM receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57154224A JPS5943643A (ja) | 1982-09-04 | 1982-09-04 | Ｆｍ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5943643A JPS5943643A (ja) | 1984-03-10 |
| JPH0332250B2 true JPH0332250B2 (ja) | 1991-05-10 |
Family
ID=15579558
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57154224A Granted JPS5943643A (ja) | 1982-09-04 | 1982-09-04 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4523329A (ja) |
| JP (1) | JPS5943643A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4771464A (en) * | 1986-01-30 | 1988-09-13 | Broadcast Technology Partners | FM stereophonic broadcasting system utilizing simultaneous companding and modulation/demodulation |
| US6137353A (en) * | 1998-06-29 | 2000-10-24 | Philips Electronics North America Corporation | Linearized integrated FM demodulator using a plurality of cascaded all-pass filters or a bessel filter |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2511098C2 (de) * | 1975-03-13 | 1983-01-05 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zur Decodierung eines frequenzmodulierten Stereo-Rundfunksignals |
| US4117410A (en) * | 1977-10-13 | 1978-09-26 | Motorola, Inc. | Phase locked loop signal demodulator and squelch circuit |
-
1982
- 1982-09-04 JP JP57154224A patent/JPS5943643A/ja active Granted
-
1983
- 1983-09-06 US US06/529,781 patent/US4523329A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5943643A (ja) | 1984-03-10 |
| US4523329A (en) | 1985-06-11 |
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