JPS6342454B2 - - Google Patents
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- JPS6342454B2 JPS6342454B2 JP9992181A JP9992181A JPS6342454B2 JP S6342454 B2 JPS6342454 B2 JP S6342454B2 JP 9992181 A JP9992181 A JP 9992181A JP 9992181 A JP9992181 A JP 9992181A JP S6342454 B2 JPS6342454 B2 JP S6342454B2
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 9
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 4
- 101100381996 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) BRO1 gene Proteins 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はFMステレオ復調装置に関し、特にサ
ブ信号の復調に際しサブキヤリヤ信号とコンポジ
ツト信号との乗算をなすようにしたFMステレオ
復調装置に関するものである。
ブ信号の復調に際しサブキヤリヤ信号とコンポジ
ツト信号との乗算をなすようにしたFMステレオ
復調装置に関するものである。
FMステレオ信号の復調に際して38KHzの矩形
状サブキヤリヤ信号によりコンポジツト信号をス
イツチングして左右チヤンネル信号を分離するよ
うにした回路方式がある。第１図はかかる復調方
式のブロツク図であり、FM―IF（中間周波）信
号はFM検波器１によりコンポジツト信号に変換
され、不要成分を除去するLPF（ローパスフイル
タ）２を介してスイツチング回路３に印加され
る。LPF２の出力に含有される19KHzのパイロツ
ト信号をPLL（フエイズロツクドループ）回路４
において抽出し、このパイロツト信号に位相同期
した38KHzの矩形波サブキヤリヤ信号が、先のス
イツチング回路３のスイツチング信号として用い
られている。このスイツチング出力からオーデイ
オ成分である左右チヤンネル信号が夫々分離導出
されるもので、そのためにLPF５及び６が設け
られている。
状サブキヤリヤ信号によりコンポジツト信号をス
イツチングして左右チヤンネル信号を分離するよ
うにした回路方式がある。第１図はかかる復調方
式のブロツク図であり、FM―IF（中間周波）信
号はFM検波器１によりコンポジツト信号に変換
され、不要成分を除去するLPF（ローパスフイル
タ）２を介してスイツチング回路３に印加され
る。LPF２の出力に含有される19KHzのパイロツ
ト信号をPLL（フエイズロツクドループ）回路４
において抽出し、このパイロツト信号に位相同期
した38KHzの矩形波サブキヤリヤ信号が、先のス
イツチング回路３のスイツチング信号として用い
られている。このスイツチング出力からオーデイ
オ成分である左右チヤンネル信号が夫々分離導出
されるもので、そのためにLPF５及び６が設け
られている。
ここで、スイツチング信号である38KHzのサブ
キヤリヤ信号は第２図Ａに示す如き矩形波である
ために、これをフーリエ級数に展開すると、 Ｆ（ｔ）＝４／πsinωSｔ＋４／3πsin3ωSｔ ＋４／5πsin5ωSｔ＋ ……(1) と表わされる。ここにωSはサブキヤリヤ信号の
角周波数である。このように、Ｆ（ｔ）の周波数
スペクトラムは第２図Ｂに示す如く38KHzの基本
波の他に114KHz，190KHz，……等の奇数次高調
波を含んでいることになる。
キヤリヤ信号は第２図Ａに示す如き矩形波である
ために、これをフーリエ級数に展開すると、 Ｆ（ｔ）＝４／πsinωSｔ＋４／3πsin3ωSｔ ＋４／5πsin5ωSｔ＋ ……(1) と表わされる。ここにωSはサブキヤリヤ信号の
角周波数である。このように、Ｆ（ｔ）の周波数
スペクトラムは第２図Ｂに示す如く38KHzの基本
波の他に114KHz，190KHz，……等の奇数次高調
波を含んでいることになる。
かかる周波数スペクトラムを有するスイツチン
グ信号Ｆ（ｔ）によりFM検波出力をスイツチン
グすれば、両信号の乗算がなされることになる
が、出力部のLPF５及び６の通過帯域を０〜15K
Hzとすれば、この乗算によりステレオ出力に現わ
れる検波器出は第２図Ｃの如くなる。つまり、メ
イン信号（０〜15KHz）とサブ信号（38±15K
Hz）の他に、114±15KHz，190±15KHz，……に
ある信号（雑音や近接妨害波等）も復調されて出
力される。
グ信号Ｆ（ｔ）によりFM検波出力をスイツチン
グすれば、両信号の乗算がなされることになる
が、出力部のLPF５及び６の通過帯域を０〜15K
Hzとすれば、この乗算によりステレオ出力に現わ
れる検波器出は第２図Ｃの如くなる。つまり、メ
イン信号（０〜15KHz）とサブ信号（38±15K
Hz）の他に、114±15KHz，190±15KHz，……に
ある信号（雑音や近接妨害波等）も復調されて出
力される。
かかる欠点を防ぐために、FM検波器１の出力
に、第２図Ｄに示すように114KHz，190KHz，…
…付近で減衰量の大きいLPFを付加する必要が
生じる。しかし、114KHzはコンポジツト信号成
分に接近しているために、このLPFにより第２
図Ｅに示す如くコンポジツト信号の遅延特性が平
坦でなくなつたり、振幅特性が平坦でなくなつた
りし、ステレオ復調出力の歪やセパレーシヨン特
性が悪化することになる。
に、第２図Ｄに示すように114KHz，190KHz，…
…付近で減衰量の大きいLPFを付加する必要が
生じる。しかし、114KHzはコンポジツト信号成
分に接近しているために、このLPFにより第２
図Ｅに示す如くコンポジツト信号の遅延特性が平
坦でなくなつたり、振幅特性が平坦でなくなつた
りし、ステレオ復調出力の歪やセパレーシヨン特
性が悪化することになる。
本発明の目的は上記欠点を排除して特性の良好
なステレオ復調装置を提供することである。
なステレオ復調装置を提供することである。
本発明によるFMステレオ復調装置は、FM検
波出力に含まれるステレオパイロツト信号と同期
した正弦波状のサブキヤリヤ信号を発生する手段
と、高周波のパルス信号を正弦波サブキヤリヤ信
号によりパルス位置変調したパルス列信号を発生
する変調手段と、このパルス列信号とFM検波出
力との乗算をなす手段とを含み、この乗算出力か
ら左右チヤンネル信号を分離導出するようにした
ことを特徴とする。
波出力に含まれるステレオパイロツト信号と同期
した正弦波状のサブキヤリヤ信号を発生する手段
と、高周波のパルス信号を正弦波サブキヤリヤ信
号によりパルス位置変調したパルス列信号を発生
する変調手段と、このパルス列信号とFM検波出
力との乗算をなす手段とを含み、この乗算出力か
ら左右チヤンネル信号を分離導出するようにした
ことを特徴とする。
以下に図面を用いて本発明を説明する。
第３図は本発明の原理を説明するブロツク図で
あり、FM検波器１による検波出力はLPF２を介
して乗算器３の入力となる。検波出力はまた38K
Hzの正弦波状サブキヤリヤを発生するサブキヤリ
ヤ信号発生器７に入力されて、パイロツト信号に
同期した正弦波の38KHz信号が発生される。この
38KHzのサブキヤリヤ信号を入力とするPPM（パ
ルス位置変調）回路８が設けられており、略
500KHz以上の高周波のクロツクパルス信号が当
該正弦波サブキヤリヤ信号によりパルス変調され
てPPM信号となる。このPPM信号出力が乗算器
３の他入力となり、FM検波出力と乗算される。
この乗算出力のオーデイオ成分がLPF５，６に
より夫々導出されて左右チヤンネル信号に分離復
調されることになる。
あり、FM検波器１による検波出力はLPF２を介
して乗算器３の入力となる。検波出力はまた38K
Hzの正弦波状サブキヤリヤを発生するサブキヤリ
ヤ信号発生器７に入力されて、パイロツト信号に
同期した正弦波の38KHz信号が発生される。この
38KHzのサブキヤリヤ信号を入力とするPPM（パ
ルス位置変調）回路８が設けられており、略
500KHz以上の高周波のクロツクパルス信号が当
該正弦波サブキヤリヤ信号によりパルス変調され
てPPM信号となる。このPPM信号出力が乗算器
３の他入力となり、FM検波出力と乗算される。
この乗算出力のオーデイオ成分がLPF５，６に
より夫々導出されて左右チヤンネル信号に分離復
調されることになる。
第４図Ａ〜Ｆは第３図の回路の動作及び特性を
示す図であり、先ずＡは38KHzの正弦波サブキヤ
リヤ信号波形であり、Ｂはこのサブキヤリヤ信号
によりパルス変調されたPPMパルス列信号波形
である。このPPM波の周波数スペクトラムを考
えると、変調波であるサブキヤリヤ信号の周波数
である38KHz成分を有し、またその他にPPM波
のキヤリヤ周波数付近及びその奇数次高調波付近
における変調度に応じた分布となるが、これら
38KHz成分以外の周波数成分はPPM波のキヤリ
ヤを約500KHz以上の高周波に選定すれば、図Ｃ
のようになる。
示す図であり、先ずＡは38KHzの正弦波サブキヤ
リヤ信号波形であり、Ｂはこのサブキヤリヤ信号
によりパルス変調されたPPMパルス列信号波形
である。このPPM波の周波数スペクトラムを考
えると、変調波であるサブキヤリヤ信号の周波数
である38KHz成分を有し、またその他にPPM波
のキヤリヤ周波数付近及びその奇数次高調波付近
における変調度に応じた分布となるが、これら
38KHz成分以外の周波数成分はPPM波のキヤリ
ヤを約500KHz以上の高周波に選定すれば、図Ｃ
のようになる。
従つて、FM検波出力のうち乗算によるステレ
オ復調出力に現れるのは、メイン信号（０〜15K
Hz）とサブ信号（23〜53KHz）と、更にはPPM
波のキヤリヤ周波数付近及びその奇数倍の周波数
付近の妨害波や雑音に限られることになり、よつ
て復調出力の周波数スペクトラムはＤの如くな
る。その結果、LPF２の特性は高周波のPPM波
のキヤリヤ周波数付近から上を遮断すればよいか
ら、Ｅに示すように高域まで平坦なLPF特性と
することができ、その遅延特性もＦに示す如く平
坦とすることが可能となる。従つて、FM検波出
力は振幅と遅延が平坦な状態で復調されることに
なり、歪やセパレーシヨンの悪化がなくなる。ま
た、FM検波器１の出力の周波数特性が高域まで
伸びていない場合には、LPF２は省略可能とな
る。
オ復調出力に現れるのは、メイン信号（０〜15K
Hz）とサブ信号（23〜53KHz）と、更にはPPM
波のキヤリヤ周波数付近及びその奇数倍の周波数
付近の妨害波や雑音に限られることになり、よつ
て復調出力の周波数スペクトラムはＤの如くな
る。その結果、LPF２の特性は高周波のPPM波
のキヤリヤ周波数付近から上を遮断すればよいか
ら、Ｅに示すように高域まで平坦なLPF特性と
することができ、その遅延特性もＦに示す如く平
坦とすることが可能となる。従つて、FM検波出
力は振幅と遅延が平坦な状態で復調されることに
なり、歪やセパレーシヨンの悪化がなくなる。ま
た、FM検波器１の出力の周波数特性が高域まで
伸びていない場合には、LPF２は省略可能とな
る。
第３図の回路ブロツクにおける復調原理を簡単
に数式を用いて説明する。いま、左右チヤンネル
信号をＬ（ｔ），Ｒ（ｔ）とすると、メイン及びサ
ブ信号はそれぞれＭ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）＋Ｒ（ｔ），Ｓ
（ｔ）＝Ｌ（ｔ）−Ｒ（ｔ）と表わされる。従つて、
サブキヤリヤ信号をsinωSｔとするとFM検波出
力であるコンポジツト信号Ｃ（ｔ）は、 Ｃ（ｔ）＝Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）sinωSｔ ……(2) となる。尚、パイロツト信号成分は簡略化のため
省略している。そして、PPM波の主成分はsinωS
ｔであるからPPM回路８の出力は直流分を考慮
して、１／２±sinωSｔとすれば、乗算器３の１対の 出力は、 υL（ｔ）＝（１／２＋sinωSｔ）・Ｃ（ｔ）……(3) υR（ｔ）＝（１／２−sinωSｔ）・Ｃ（ｔ）……(4) となる。従つて、(2)，(3)式を変形整理すれば、 υL（ｔ）＝１／２｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）｝ ＋｛１／２Ｓ（ｔ）＋Ｍ（ｔ）｝sinωSｔ −１／２Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ ……(5) υR（ｔ）＝１／２｛Ｍ（ｔ）−Ｓ（ｔ）｝ ＋｛１／２Ｓ（ｔ）−Ｍ（ｔ）｝sinωSｔ ＋１／２Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ ……(6) となる。これらυL（ｔ）及びυR（ｔ）をLPF５及び
６を夫夫通すことによりオーデイオ成分のみが導
出されるから、各LPF５，６の出力υL′（ｔ），
υR′（ｔ）は、 υL′（ｔ）＝１／２｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）｝ ＝Ｌ（ｔ） ……(7) υR′（ｔ）＝１／２｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）｝ ＝Ｒ（ｔ） ……(8) となつて、左右チヤンネル信号が分離復調される
ことになる。
に数式を用いて説明する。いま、左右チヤンネル
信号をＬ（ｔ），Ｒ（ｔ）とすると、メイン及びサ
ブ信号はそれぞれＭ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）＋Ｒ（ｔ），Ｓ
（ｔ）＝Ｌ（ｔ）−Ｒ（ｔ）と表わされる。従つて、
サブキヤリヤ信号をsinωSｔとするとFM検波出
力であるコンポジツト信号Ｃ（ｔ）は、 Ｃ（ｔ）＝Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）sinωSｔ ……(2) となる。尚、パイロツト信号成分は簡略化のため
省略している。そして、PPM波の主成分はsinωS
ｔであるからPPM回路８の出力は直流分を考慮
して、１／２±sinωSｔとすれば、乗算器３の１対の 出力は、 υL（ｔ）＝（１／２＋sinωSｔ）・Ｃ（ｔ）……(3) υR（ｔ）＝（１／２−sinωSｔ）・Ｃ（ｔ）……(4) となる。従つて、(2)，(3)式を変形整理すれば、 υL（ｔ）＝１／２｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）｝ ＋｛１／２Ｓ（ｔ）＋Ｍ（ｔ）｝sinωSｔ −１／２Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ ……(5) υR（ｔ）＝１／２｛Ｍ（ｔ）−Ｓ（ｔ）｝ ＋｛１／２Ｓ（ｔ）−Ｍ（ｔ）｝sinωSｔ ＋１／２Ｓ（ｔ）cos2ωSｔ ……(6) となる。これらυL（ｔ）及びυR（ｔ）をLPF５及び
６を夫夫通すことによりオーデイオ成分のみが導
出されるから、各LPF５，６の出力υL′（ｔ），
υR′（ｔ）は、 υL′（ｔ）＝１／２｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）｝ ＝Ｌ（ｔ） ……(7) υR′（ｔ）＝１／２｛Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）｝ ＝Ｒ（ｔ） ……(8) となつて、左右チヤンネル信号が分離復調される
ことになる。
第５図は本発明に用いる乗算器３の一実施例で
あり、ダブルバランス型の差動回路構成であつ
て、１対の差動トランジスタTr1，Tr2の両ベー
ス間にFM検波出力であるコンポジツト信号を印
加している。抵抗R6，R7は両トランジスタのエ
ミツタ抵抗であり、抵抗R5は共用エミツタ抵抗
でありマトリツクス回路を構成する。抵抗R1，
R2によりベースバイアスV1が両トランジスタに
印加されている。
あり、ダブルバランス型の差動回路構成であつ
て、１対の差動トランジスタTr1，Tr2の両ベー
ス間にFM検波出力であるコンポジツト信号を印
加している。抵抗R6，R7は両トランジスタのエ
ミツタ抵抗であり、抵抗R5は共用エミツタ抵抗
でありマトリツクス回路を構成する。抵抗R1，
R2によりベースバイアスV1が両トランジスタに
印加されている。
トランジスタTr1のコレクタ出力を電流源とす
る差動トランジスタTr3，Tr4が設けられており、
またトランジスタTr2のコレクタ出力を電流源と
する差動トランジスタTr5，Tr6が設けられてい
る。そしてトランジスタTr3とTr6のベースに正
相のPPM波が、またトランジスタTr4とTr5のベ
ースに逆相のPPM波がそれぞれ印加されており、
これらトランジスタのベースバイアスV2が抵抗
R3，R4により各ベースに印加されている。トラ
ンジスタTr3とTr5のコレクタが共通コレクタ抵
抗R8に接続されてこの抵抗R8から左チヤンネル
信号が得られ、トランジスタTr4とTr6のコレク
タが共通コレクタ抵抗R9に接続されてこの抵抗
R9から右チヤンネル信号が得られる。
る差動トランジスタTr3，Tr4が設けられており、
またトランジスタTr2のコレクタ出力を電流源と
する差動トランジスタTr5，Tr6が設けられてい
る。そしてトランジスタTr3とTr6のベースに正
相のPPM波が、またトランジスタTr4とTr5のベ
ースに逆相のPPM波がそれぞれ印加されており、
これらトランジスタのベースバイアスV2が抵抗
R3，R4により各ベースに印加されている。トラ
ンジスタTr3とTr5のコレクタが共通コレクタ抵
抗R8に接続されてこの抵抗R8から左チヤンネル
信号が得られ、トランジスタTr4とTr6のコレク
タが共通コレクタ抵抗R9に接続されてこの抵抗
R9から右チヤンネル信号が得られる。
いま、トランジスタTr2のエミツタ電圧をVEと
すると、トランジスタTr1のエミツタ電圧はVE＋
Ｃ（ｔ）となる。従つて、両トランジスタTr1，
Tr2のコレクタ電流IC1（ｔ），IC2（ｔ）は、 IC1（ｔ）＝ R0VE＋（R0＋R5）・Ｃ（ｔ）／R0 2＋2R0R5 ……(9) IC2（ｔ）＝R0・VE−R5・Ｃ（ｔ）／R0 2＋2R0・R5…
…(10) となる。尚、R0＝R6＝R7としている。そして、
スイツチングのためのPPM波は高周波成分を省
略すれば、前述のように１／２±AsinωSｔであるか ら、（Ａ≦１／２でありPPM波の変調度により定ま る定数）抵抗R8，R9に流れる電流のうちオーデ
イオ成分IL（ｔ），IR（ｔ）は、 IL（ｔ）＝１／R0 2＋2R0・R5｛R0・VE＋R0／２・Ｍ （ｔ） ＋Ａ／２（R0＋2R5）・Ｓ（ｔ）｝ ……(11) IR（ｔ）＝１／R0 2＋2R0・R5｛R0・VE＋R0／２Ｍ（ｔ
） −Ａ／２（R0＋2R5）・Ｓ（ｔ）｝ ……(12) となる。ここで、R0＝2A・R5／（１−Ａ）と
すれば、 IL（ｔ） ＝１−Ａ／4R5｛2VE＋Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）｝ ……（13） IR（ｔ） ＝１−Ａ／4R5｛2VE＋Ｍ（ｔ）−Ｓ（ｔ）｝ ……（14） となつて、左右チヤンネル出力が得られることに
なる。
すると、トランジスタTr1のエミツタ電圧はVE＋
Ｃ（ｔ）となる。従つて、両トランジスタTr1，
Tr2のコレクタ電流IC1（ｔ），IC2（ｔ）は、 IC1（ｔ）＝ R0VE＋（R0＋R5）・Ｃ（ｔ）／R0 2＋2R0R5 ……(9) IC2（ｔ）＝R0・VE−R5・Ｃ（ｔ）／R0 2＋2R0・R5…
…(10) となる。尚、R0＝R6＝R7としている。そして、
スイツチングのためのPPM波は高周波成分を省
略すれば、前述のように１／２±AsinωSｔであるか ら、（Ａ≦１／２でありPPM波の変調度により定ま る定数）抵抗R8，R9に流れる電流のうちオーデ
イオ成分IL（ｔ），IR（ｔ）は、 IL（ｔ）＝１／R0 2＋2R0・R5｛R0・VE＋R0／２・Ｍ （ｔ） ＋Ａ／２（R0＋2R5）・Ｓ（ｔ）｝ ……(11) IR（ｔ）＝１／R0 2＋2R0・R5｛R0・VE＋R0／２Ｍ（ｔ
） −Ａ／２（R0＋2R5）・Ｓ（ｔ）｝ ……(12) となる。ここで、R0＝2A・R5／（１−Ａ）と
すれば、 IL（ｔ） ＝１−Ａ／4R5｛2VE＋Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）｝ ……（13） IR（ｔ） ＝１−Ａ／4R5｛2VE＋Ｍ（ｔ）−Ｓ（ｔ）｝ ……（14） となつて、左右チヤンネル出力が得られることに
なる。
第６図は第３図における38KHzサブキヤリヤ信
号発生器７の具体例の回路ブロツク図であり、パ
イロツト信号は位相比較器１０に入力され、分周
器１１からの19KHz矩形波と位相比較される。こ
の比較出力はLPF１２とDCアンプ１３とを介し
てVCO（電圧制御発振器）１４へ入力される。
VCO１４は76KHzで発振しており、分周器１５
により38KHzでデユーテイが50％の矩形波とな
る。従来のステレオ復調用のPLL回路では、こ
の分周器１５の出力をスイツチング信号としてい
たが、本発明では、これをLPF１６により38KHz
の正弦波信号とし、これをPPM回路８へ印加し
て用いると共に、リミツタ１７で再び38KHzの矩
形波に変換して分周器１１へ入力している。こう
することにより、19KHzのパイロツト信号と同期
した正弦波サブキヤリヤ信号が得られることにな
る。
号発生器７の具体例の回路ブロツク図であり、パ
イロツト信号は位相比較器１０に入力され、分周
器１１からの19KHz矩形波と位相比較される。こ
の比較出力はLPF１２とDCアンプ１３とを介し
てVCO（電圧制御発振器）１４へ入力される。
VCO１４は76KHzで発振しており、分周器１５
により38KHzでデユーテイが50％の矩形波とな
る。従来のステレオ復調用のPLL回路では、こ
の分周器１５の出力をスイツチング信号としてい
たが、本発明では、これをLPF１６により38KHz
の正弦波信号とし、これをPPM回路８へ印加し
て用いると共に、リミツタ１７で再び38KHzの矩
形波に変換して分周器１１へ入力している。こう
することにより、19KHzのパイロツト信号と同期
した正弦波サブキヤリヤ信号が得られることにな
る。
第７図は第３図におけるPPM回路８の具体例
を示す回路ブロツク図であり、サブキヤリヤ信号
を入力とするVCO１８が設けられており、この
VCO１８からはサブキヤリヤで変調したFM波が
出力されることになる。これがトリガ回路１９で
トリガパルスに変換され、単安定マルチバイブレ
ータ２０のトリガ信号となる。この単安定マルチ
バイブレータ２０の出力がPPM信号となる。
を示す回路ブロツク図であり、サブキヤリヤ信号
を入力とするVCO１８が設けられており、この
VCO１８からはサブキヤリヤで変調したFM波が
出力されることになる。これがトリガ回路１９で
トリガパルスに変換され、単安定マルチバイブレ
ータ２０のトリガ信号となる。この単安定マルチ
バイブレータ２０の出力がPPM信号となる。
第８図Ａ〜Ｄは第７図の回路の各動作波形図で
あり、Ａはサブキヤリヤ信号、ＢはVCO１８の
出力、Ｃはトリガパルス、Ｄは単安定マルチバイ
ブレータの出力であつてPPM波を夫々示してい
る。
あり、Ａはサブキヤリヤ信号、ＢはVCO１８の
出力、Ｃはトリガパルス、Ｄは単安定マルチバイ
ブレータの出力であつてPPM波を夫々示してい
る。
このように、本発明によればコンポジツト信号
周波数域に近い不要周波数成分を有しないスイツ
チング信号を用いて乗算を行つてステレオ復調を
なす方式であるから、雑音や妨害の影響を受ける
ことがなく、またコンポジツト信号成分に対して
悪影響を与えるLPFを用いることがないので特
性の良い高品質のステレオ復調が可能となる。
周波数域に近い不要周波数成分を有しないスイツ
チング信号を用いて乗算を行つてステレオ復調を
なす方式であるから、雑音や妨害の影響を受ける
ことがなく、またコンポジツト信号成分に対して
悪影響を与えるLPFを用いることがないので特
性の良い高品質のステレオ復調が可能となる。
第１図は従来のFMステレオ復調装置のブロツ
ク図、第２図は第１図の装置の動作特性を説明す
る図、第３図は本発明の原理を示すブロツク図、
第４図は第３図の回路ブロツクの動作特性を説明
する図、第５図は第３図の乗算器の回路例を示す
図、第６図は第３図のサブキヤリヤ信号発生器の
ブロツク図、第７図は第３図のPPM回路のブロ
ツク図、第８図は第７図の回路の動作波形図であ
る。 主要部分の符号の説明、１…FM検波器、３…
乗算器、７…38KHzサブキヤリヤ発生器、８…
PPM回路。
ク図、第２図は第１図の装置の動作特性を説明す
る図、第３図は本発明の原理を示すブロツク図、
第４図は第３図の回路ブロツクの動作特性を説明
する図、第５図は第３図の乗算器の回路例を示す
図、第６図は第３図のサブキヤリヤ信号発生器の
ブロツク図、第７図は第３図のPPM回路のブロ
ツク図、第８図は第７図の回路の動作波形図であ
る。 主要部分の符号の説明、１…FM検波器、３…
乗算器、７…38KHzサブキヤリヤ発生器、８…
PPM回路。
Claims (1)
- １ ステレオパイロツト信号と同期した正弦波状
のサブキヤリヤ信号を発生する手段と、高周波の
パルス信号を前記正弦波状のサブキヤリヤ信号に
よりパルス位置変調したパルス列信号を発生する
変調手段と、前記パルス列信号と前記FM検波出
力との乗算をなす乗算手段とを含み、この乗算出
力から左右チヤンネル信号を分離導出するように
したことを特徴とするFMステレオ復調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992181A JPS581350A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
| US06/392,130 US4497063A (en) | 1981-06-26 | 1982-06-25 | FM stereo demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992181A JPS581350A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS581350A JPS581350A (ja) | 1983-01-06 |
| JPS6342454B2 true JPS6342454B2 (ja) | 1988-08-23 |
Family
ID=14260230
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9992181A Granted JPS581350A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS581350A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0299050U (ja) * | 1989-01-27 | 1990-08-07 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5966239A (ja) * | 1982-10-08 | 1984-04-14 | Trio Kenwood Corp | ステレオ復調回路 |
| JPS6232644U (ja) * | 1985-08-12 | 1987-02-26 | ||
| JPS62102074A (ja) * | 1985-10-30 | 1987-05-12 | 株式会社日立製作所 | ガス分離方法及び装置 |
| JPS62141485A (ja) * | 1985-12-16 | 1987-06-24 | 日本酸素株式会社 | 高純度窒素製造方法 |
| JPH02293576A (ja) * | 1989-05-08 | 1990-12-04 | Hitachi Ltd | 空気分離装置 |
| US5114452A (en) * | 1990-06-27 | 1992-05-19 | Union Carbide Industrial Gases Technology Corporation | Cryogenic air separation system for producing elevated pressure product gas |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP9992181A patent/JPS581350A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0299050U (ja) * | 1989-01-27 | 1990-08-07 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS581350A (ja) | 1983-01-06 |
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