JPH033531A - 情報伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ディジタル情報の伝送技術に関し、特にオー
ディオ信号やビデオ信号などにディジタルコード情報を
重畳して伝送す′る情報伝送装置に関する。

従来の技術 オーディオ機器やビデオ機器を相互接続する場合、オー
ディオ信号やビデオ信号の伝送ラインにディジタルコー
ド情報を多重して伝送することができれば、例えば機器
の制御コード伝送に使用できる等、便利なことが多い。

また、同時に伝送しているオーディオ信号やビデオ信号
の属性もコード情報として伝送することができる。例え
ば、送信側で機器番号などをコード化して送信信号に多
重しておけば、送信信号の送信元の機器を受信先の機器
で識別することができる。また、受信側において録音あ
るいは録画されては困る場合には、送信側で記録禁止を
促すコードを伝送するようにし、受信側でこのコードに
基づいて記録動作を停止するような応用ができる。この
ようにオーディオ信号やビデオ信号の伝送ラインにディ
ジタルコード情報を多重して伝送することの便利さは多
い反面、伝送しているオーディオ信号やビデオ信号の品
質を低下させることが懸念される。従って多重されるコ
ード情報のレベルはオーディオ信号やビデオ信号のレベ
ルに比べて充分小さいものでなければならない。このよ
うな場合に用いられる技術としてスペクトル拡散通信の
技術がある。

スペクトル拡散通信方式（以下、ＳＳ方式と称す）の概
略を説明する。ＳＳ方式の基盤になっているのはシー・
イー・シャノンの提唱したチャネル容量に関する法則（
文献名ニスブレッド　スペクトラム　システムズ（Ｓｐ
ｒｅａｄ　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　Ｓｙｓｔｅｍｓ）著者：
アール・シー・デイクソン（Ｒ，Ｃ，ＤＩｘｏｎ）出版
社ニジｅンウィレイ　アンド　サンズ（Ｊｈｏｎ　Ｗｌ
ｌｅｙ　＆　５ｏｎｓ）１９７Ｇ年）である。即ち、Ｃ
：通信容量（ｂｐｓ）、Ｗ＝帯域幅（Ｈｚ）、Ｓ＝信号
電力（ワット）、Ｎ＝雑音電力（ワット）とすると、 Ｃ＝ＷＸＩｏｇ２　（ｆ＋ｓ／Ｎ）　　　　　　”（１
）また、Ｓ／Ｎ＜（１の場合には Ｃ＝ＷＸ　１．４４ＸＳ／Ｎ　　　　　　　・・・（２
）と表わせる。（１）、　　（２）式によれば、雑音Ｎ
が信号Ｓよりもずっと強＜、Ｓ／Ｎ比がどんなに悪くて
も帯域幅Ｗを広くすれば所望の通信容量Ｃを得ることが
できる。そのためにベースバンドの原信号を疑似ランダ
ム信号で変調し、広帯域信号に変換してから伝送する。

第２図に無線通信におけるＳＳ方式の実施例を示す。

また、第３図に第２図の例の各部における信号スペクト
ルを示す。第２図において、２０１は搬送波発生器であ
る。２０２は一次変調器である。

２０３は拡散変調器である。２０４は疑似雑音発生器で
ある。２０５及び２０６は各々送信アンテナ及び受信ア
ンテナである。２０７は逆拡散変調器である。２０８は
疑似雑音発生器２０４の発生する疑似雑音と同じ疑似雑
音を発生する疑似雑音発生器である。２０９は一次変調
器２０２で変調した信号から原信号を復調する復調器で
ある。第２図の例では、第３図（ａ）のようなスペクト
ルを持った原信号は、まず−次変調器２０２において搬
送波発生器２０１の出力する搬送波で変調され、第３図
（ｂ）の如きスペクトルとなる。その後、拡散変調器２
０３において疑似雑音発生器２０４の発生する疑似雑音
で更に変調されるが、この時点で送信信号の帯域幅は第
３図（Ｃ）のように原信号のそれよりもはるかに広くな
っている。そして送信アンテナ２０５がら空中へ送出さ
れる。この時第３図（Ｃ）のように、送信した拡散信号
は斜線を施した雑音に埋もれている。受信側では、これ
を受信アンテナ２０６で受信し、逆拡散変調器２０７に
おいて、疑似雑音発生器２０８で発生した送信側の疑似
雑音と全く同じ疑似雑音を用いて送信側での拡散変調を
第３図（ｄ）の如く復調し、更に復調器２０９で一次変
調器２０２での変調を復調して第３図（ｅ）の復調信号
を得る。第３図（Ｃ）において、拡散していた信号成分
が集中することで雑音に埋もれていた信号の振幅が大き
くなり、ＳｌＮ比が改善されている。拡散変調器２０３
における変調は、例えば、疑似雑音信号で平衡変調して
直接位相変調を施して行なわれる。また、逆拡散変調器
２０７における復調は、同じく疑似雑音信号で平衡変調
することで行なわれる。疑似雑音信号は例えばＭ系列符
号のような有限の繰り返し周期を有するランダム符号系
列である。°逆拡散変調器２０７は受信信号の拡散変調
の位相と疑似雑音発生器２０８の出力する疑似雑音信号
との位相が丁度一致した場合にのみ拡散変調を復調して
元の帯域幅に戻す。

さてＳＳ方式の特長は第３図（Ｃ）のように劣悪な雑音
環境であっても元の信号を復調することができる点であ
り、対雑音性能の非常に高い通信方式と言える。通信容
量Ｃは、式（１）あるいは式（２）で与えられ、第４図
のような関係となる。例えばＳ／Ｎ比が１０−’（−４
０ｄＢ）であれば、１０ｂｐｓの通信容量を得るのにお
よそ１’０ＯＫＨｚの帯域幅が必要である。従って、１
０ｂｐｓの原信号を約ｔｏｏｏｏ倍に広帯域化して伝送
すれば、ＳｌＮ比が一４０ｄＢＬか確保できなくても受
信側での復調が可能となる。

発明が解決しようとする課題 さて、このＳＳ方式を用いて、オーディオ信号やビデオ
信号にディジタルコード情報を多重して伝送する場合、
オーディオ信号やビデオ信号の品位を下げないためには
重畳するディジタルコード情報のレベルは、オーディオ
信号やビデオ信号のそれに比べて充分小さくする必要が
ある。例として１０ｂｐｓの通信容量Ｃを得ようとする
場合を考える。オーディオ信号の帯域はおよそ２０ＫＨ
ｚであるのでディジタルコード情報を２０ＫＨｚの帯域
幅に拡散変調して重畳するとすれば、式（１）あるいは
式（２）から、Ｓ／Ｎ比は３．５Ｘ１０−’以上即ち一
３５ｄＢ以上必要である。ここでＳは拡散変調したディ
ジタルコードを、Ｎはオーディオ信号を表わす。しかし
、このような大きなレベルで、拡散変調したディジタル
コード情報を重畳するとオーディオ信号の品位は劣化せ
ざるをえないという課題ををしていた。

本発明は、オーディオ信号やビデオ信号にディジタルコ
ード情報を付加しても、原信号の品位を損なうことなく
効率的に情報を伝送することができる情報伝送装置を提
供することを目的とする。

課題を解決するための手段 本発明は、上記した課題に鑑みて次のように構成してい
る。即ち、オーディオ信号やビデオ信号等のアナログ信
号にディジタルコード情報を重畳して伝送する情報伝送
装置において、送信側に疑似雑音発生器と、変調器と、
演算器と、ＤＡ変換器と、アナログ加算器とを設け、前
記変調器においてディジタルコード情報を前記疑似雑音
発生器の発生する疑似ランダム信号で拡散変調し、さら
に前記変調器の出力を演算器で演算処理し、この演算器
の演算処理結果を前記ＤＡ変換器でアナログ信号に変換
し、前記アナログ加算器によってオーディオ信号やビデ
オ信号と加算し伝送信号とする。受信側には、伝送信号
の予測フィルタを設け、受信信号と、この予測フィルタ
の出力とを引算して予測誤差信号を得るようにし、さら
に送信側の疑似雑音発生器の発生する疑似ランダム信号
と同じ疑似ランダム信号を発生する疑似雑音発生器と逆
拡散変調器とを設け、この逆拡散変調器に前記予測誤差
信号と疑似ランダム信号とを入力して、この予測誤差信
号に含まれたディジタルコード情報の拡散変調を復調す
る。更に、送信側の演算器は、受信側において受信信号
から予測誤差信号を得る処理の逆処理を行なうようにし
ている。

作用 本発明は、上記のように構成することで、受信信号の中
のディジタルコード情報はそのままにしてオーディオ信
号やビデオ信号のみを抑圧するので、送信側で重畳する
ディジタルコード情報のレベルを充分に小さなものとし
ても受信側で復調が可能となる。

実施例 第１図に本発明の一実施例である情報伝送装置のブロッ
ク図を示す。第１図において（ａ）および（ｂ）は各々
送信側、受信側のブロック図である。

第１図（ａ）において、１は送信器の識別番号等からな
るディジタルコード信号Ｉ　（ｎ）を発生する符号発生
器である。２は符号長がＬのＭ系列信号Ｍ（ｎ）を発生
するＭ系列発生器である。３は符号発生器１の出力Ｉ（
ｎ）をＭ系列発生器２の出力Ｍ（ｎ）で拡散変調する変
調器である。４は変調器３の出力Ｄ　（ｎ）を積分する
積分器であり、加算器４０１及び加算器４０１の出力を
１クロック分遅延させて加算器４０１に供給するレジス
タ４０２とからなる。

５は１ビツトのＤＡコンバータである。ＤＡコンバータ
５としては１ビツトのレジスタで実現できる。６はＤＡ
コンバータ５の出力信号の振幅及びオフセットを調整す
る増幅器である。７は増幅器６の出力信号Ｄ　Ｎ　（ｔ
）とオーディオ信号或はビデオ信号Ｘ　（ｔ）とを加算
して伝送信号Ｃ（ｔ）とするアナログ加算器である。

第１図（ｂ）において８は受信した伝送信号Ｃ（ｔ）を
ディジタル化するＡＤ変換器である。９１はＡＤ変換器
の出力Ｃ（ｎ）を１サンプル分遅延させるレジスタであ
る。９２はＡＤ変換器８の出力Ｃ（ｎ）からレジスタ９
１の出力を引算する引算器である。レジスタ９１と引算
器９２とで予測符号器９を構成している。１０は第１図
（ａ）におけるＭ系列発生器と同じＭ系列を発生するＭ
系列発生器である。１１は予測符号器９の出力Ｙ　（ｎ
）とＭ系列発生器１０の出力との相関を計算する相関器
である。１２は相関器１１の出力からディジタルコード
信号Ｉ　（ｎ）を再生する符号再生器である。

次に第１図の実施例の動作を説明する。

第５図は第１図（ａ）における符号発生器１の出力Ｉ（
ｎ）、Ｍ系列発生器２の出力Ｍ（ｎ）及び変調器３の出
力Ｄ　（ｎ）の波形例を示している。この例ではＩ　（
ｎ）はＭ（ｎ）によって振幅変調され、　　Ｄ（ｎ）の
如き波形となり、拡散変調が完了する。ここでＩ　（ｎ
）は１または０の値であるので、Ｄ（ｎ）は、ある時間
区間においてＭ（ｎ）が存在するかしないかでＩ　（ｎ
）を表現している。変調器３は２人力のアンドゲートで
構成できる。積分器４はＤ（ｎ）を積分してＤＮ（ｎ）
を出力する。ＤＮ（ｎ）は、次式で与えられる。

Ｄ　Ｎ　（ｎ）はＤＡ変換器５でアナログ信号に変換さ
れ、増幅器６で振幅とオフセットを調整された後、アナ
ログ加算器７においてオーディオ信号Ｘ　（ｔ）と加算
されてＣ（ｔ）として送出される。

受信側では伝送信号Ｃ（ｔ）をＡＤ変換器８で、ディジ
タル化する。ＡＤ変換器８の出力Ｃ（ｎ）はレジスタ９
１と引算器９２とに導かれる。レジスタ９１はＣ（ｎ）
を１サンプル分遅延し、その結果引算器９２の出力Ｙ（
ｎ）は、 Ｙ　（ｎ）＝　Ｃ（ｎ）　−Ｃ（ｎ−１）　　　　　　
　　・・・（４）となる。レジスタ９１は受信サンプル
の予測値として前サンプルを用いる予測フィルタとして
働く。従ってＹ（ｎ）は予測誤差信号となる。

伝送信号Ｃ（ｔ）は、 Ｃ（ｔ）＝　Ｘ　（ｔ）＋　Ｄ　Ｎ　（ｔ）　　　　　
　　　川（５）であり、ＡＤ変換器８においてディジタ
ル化されて、 Ｃ（ｎ）＝　Ｘ　（ｎ）＋　Ｄ　Ｎ　（ｎ）　　　　　
　　　　・・・（８）となる。従って引算器８２の出力
である予測誤差信号Ｙ（ｎ）は、 Ｙ　（ｎ）：　Ｃ（ｎ）　−Ｃ（ｎ−１）　　　　　　
　　＝　（７）”　Ｘ　（ｎ）−Ｘ　（ｎ−１）＋　Ｄ
　Ｎ　（ｏ）−Ｄ　Ｎ　（ｎ−１）ｋ＝Ｏｋ：０ ＝　Ｘ　（ｎ）　−Ｘ　（ｎ−１）＋　Ｄ　（ｎ）　　
　　　　・・・（８）式（８）より、予測誤差信号Ｙ（
ｎ）には、Ｄ　（ｎ）が復帰することがわかる。ここで
、（３）式の積分は実際には２を法とした１ビツトの加
算を用いるが、受信側においてＤ　（ｎ）が再現される
ことにはかわりはない。

相関器１１は、Ｍ系列発生器１ｏ及び符号再生器１２と
組合わされて、変調器３による拡散変調を復調する逆拡
散変調器として働く。

第６図を用いて相関器１１による拡散変調の復調動作を
説明する。この動作原理は、相関検出法としてよく知ら
れた相互相関による周期信号の抽出方法と同じである。

第６図において、（ａ）はＭ系列発生器１１の発生する
Ｍ系列Ｍ’（ｎ）を表わしている。（ｂ）は予測誤差信
号Ｙ（ｎ）に含まれる拡散変調信号Ｄ　（ｎ）のうち、
相関計算の対照となる長さＬの時間窓に含まれる区間を
　ｎｌ”と”０”で表現している。従って、この時間窓
に入るＤ　（ｎ）は１サンプル時間毎にシフトし、Ｄ　
（ｎ−２＋ｋ）〜Ｄ　（ｎ＋２＋ｋ）は１サンプル時間
ずつ遅延した信号を表わす。例えばＤ（ｎ−１＋ｋ）は
Ｄ　（ｎ−２＋ｋ）に対して１サンプル時間後に時間窓
に含まれる信号である。Ｍ’（ｋ）は左がら”１０１１
Ｇ−１００”であり、Ｄ　（ｎ−２＋ｋ）　〜Ｄ　（ｎ
＋２＋ｋ）の各信号と比較するとＤ　（ｎ十ｋ）のみが
”１０１１０−１００”で、Ｍ”（ｋ）と対応するビッ
トがすべて一致することが解る。Ｍ’（ｎ）とＤ　（ｎ
）の相関値Ｒ（ｎ）は、次式で表わされる。

（９）式の計算によって求められるＲ（ｎ）を第６図（
Ｃ）に示している。相関器１１は１サンプル時間毎に（
９）式を実行して相関値Ｒ（ｎ）を求める。Ｄ　（ｎ）
にＭ（ｎ）が含まれている区間では、Ｄ　（ｎ）とＭ’
（ｎ）の双方のＭ系列の位相が一致しているＭ’（ｋ）
に対する相関値Ｒ（ｎ）にピークができるので、このこ
とを利用してＹ（ｎ）の中のＤ　（ｎ）にＭ　（ｎ）が
含まれていたかどうかを検出することができる。符号再
生器１２は、入力されるＲ　（ｎ）が、ピークを有する
かどうかを判定することで拡散変調を復調するのである
。

次に、本発明の第２の実施例を、図面を用いながら説明
する。

第１の実施例では、予測値として前サンプルを用いる最
も簡単なモデルについて実現したものであった。第２の
実施例では、予測値として前後のサンプルの平均を用い
て、予測精度を向上させ、結果として予測誤差信号に含
まれる拡散変調信号のＳ／Ｎ比をさらに改善するもので
ある。

第７図（ａ）及び第７図（ｂ）は、第２の実施例による
情報伝送装置のブロック図である。第７図の実施例にお
いては、第１図の実施例の積分器４の代わりに二重積分
器４１を備えている。また予測符号器９の代わりに予測
符号器９１を備えている。

その他は同一の構成であるので、対応する各々の構成要
素に同一の番号を付して、説明を省略する。

第７図（ａ）の二重積分器４１において、４１１〜４１
２は加算器であり、４１３〜４１４はレジスタである。

加算器４１１とレジスタ４１３との組合せ及び加算器４
１２とレジスタ４１４との組合せは、どちらも第１図（
ａ）における積分器４と同一構成であり、動作も同一で
ある。従うて、第７図の二重積分器４１の出力Ｄ　Ｎ　
（ｎ）は、Ｈ＝−ｏ：５ｋ＝−ψ と表わせる。

一方、第７図（ｂ）の予測符号器９１において、９１１
〜９１２はレジスタであり、９１３は入力を“−２”倍
する掛は算器である。従って、レジスタ９１２の出力は
予測符号器９１への入力Ｃ（ｎ）を２サンプル遅延した
ものであり、掛は算器９１３の出力はＣ（ｎ）を１サン
プル遅延したものを“−２”倍したものである。よって
予測符号器９１の出力Ｄ　Ｎ（ｎ）は、 Ｙ（ｎ）＝Ｃ（ｎ）−２Ｃ（ｎ−１）＋Ｃ（ｎ−２）　
　　＝（１１）となる。（１１）式に（６）式と（１０
）式を代入して、Ｙ　（ｎ）＝（Ｃ（ｎ）−Ｃ（ｎ−１
））−（０（ｎ−１）−Ｃ（ｎ−２））”　（Ｘ（ｎ）
　−Ｘ（ｎ−１）＋Σ　Ｄ　Ｎ　（ｋ））ｋ＝−ω に＝−■ ＝　（Ｘ（ｎ）−２Ｘ（ｎ−１）＋Ｘ（ｎ−２））＋Ｄ
　（ｎ）　　・”　（１２）となる。（１２）式の右辺
で（）の中は、Ｘ（ｎ−１）の前後サンプルの平均とＮ
　　Ｘ（ｎ−ｔ）自身との差を２倍したものである。こ
のようにして、伝送信号Ｃ（ｎ）を予測符号器で処理す
ることでオーディオ信号の成分を抑圧し、代わりに拡散
変調されたディジタルコードＤ　（ｎ）を再現すること
ができる。

第１図の実施例と第７図の実施例との違いは予測符号器
の構成にあった。第１図の予測符号器９が、予測値とし
て前サンプルを用いるのに比べ、第７図の予測符号器９
１は前後サンプルの平均値を用いるので、予測誤差はよ
り小さくなる。第８図において（ａ）に伝送信号Ｃ（ｎ
）、（ｂ）に第１図の実施例の予測誤差信号Ｙ　（ｎ）
、（Ｃ）に第７図の実施例における予測誤差信号Ｙ（ｎ
）を各々示す。第８図より、第７図の予測誤差信号Ｙ（
ｎ）が第１図の例の場合より小さくなっており、オーデ
ィオ信号の成分が、より抑圧されているのが理解される
。

次に、第１図及び第７図の例における、受信側の予測符
号器として、さらに高度な予測を用いるようにした実施
例を説明する。第９図に、この第３の実施例のブロック
図を示す。第９図の例において、第１図の例及び第７図
の例と異なるのは、第１図の積分器４及び第７図の二重
積分器４１の代わりに予測復号器４２を設け、第１図の
予測符号器９及び第７図の予測符号器９１の代わりに予
測符号器９２を設けた点である。それ以外の構成要素に
は第１図の例及び第７図の例と同じ番号を付して説明を
省略する。第９図（ａ）において、４２１は加算器であ
り、４２２は予測フィルタである。加算器４２１は、変
調器３の出力Ｄ　（ｎ）と予測フィルタ４２２の出力と
を加算して予測フィルタ４２２とＤＡコンバータ５とに
供給している。

第９図（ｂ）において９２１は予測フィルタであり、９
２２は引算器である。予測フィルタ９２１は入力Ｃ（ｎ
）から予測値を求めて引算器９２１に供給している。引
算器９２２は、Ｃ（ｎ）から予測フィルタ９２１の出力
する予測値を引算して、予測誤差信号Ｙ　（ｎ）を出力
する。予測器４２２と予測器９２１とは同一の予測動作
をする。この２つの予測フィルタの伝達関数をＨ（ｚ）
と表わせば、予測復号器４２の伝達関数Ｐ　（ｚ）は、 であり、予測符号器９２の伝達関数Ｑ　（ｚ）は、Ｑ（
ｚ）＝　［１−Ｈ（ｚ）コ　　　　　　　　　　　　　
　−（１４）である。ここでＰ（ｚ、）とＱ　（ｚ）と
は、逆数の関係になっているので、送信側でＤ（ｎ）に
Ｐ（ｚ）で表わされる予測復号器４２の処理を施せば、
受信側で、予測符号器９２による処理を経てＤ　（ｎ）
が再現される。

第９図の実施例においては受信側の予測符号器に、高度
な予測動作を用いることができるので、予測誤差信号Ｙ
（ｎ）は、より小さなものとなり、Ｙ　（ｎ）に対する
、拡散変調成分Ｄ　（ｎ）の比、即ちＳ／Ｎ比が、より
改善される。

予測フィルタ４２２及び予測フィルタ９２１としては、
固定フィルタ以外に、入力に応じてフィルタの動作を適
応的に変化させる適応予測フィルタも使用できる。この
場合には予測フィルタ４２２にＸ　（ｔ）を入力して、
フィルタの動作を決定させる。

こうすることで受信側の予測フィルタ９２１の動作を送
信側において予め模倣するのである。伝送信号に加算さ
れる拡散変調信号は非常に小さいレベルであるので、送
信側の予測フィルタと受信側の予測フィルタとの動作が
異なることはない。

発明の効果 以上、説明したように本発明の情報伝送装置によれば、
アナログ領域のオーディオ信号やビデオ信号などの時間
相関の強い原信号の相関を利用して、原信号の成分を圧
縮するようにし、それによってＳ／Ｎ比の改善を可能に
したので、ディジタルコード情報を付加しても、原信号
の品質を損なうことがなく、非常に効率のよい情報伝送
を行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

Ｉ＋−ら ｑト　ヘＪ 相関器１１の動作説明に用いた図、第７図（ａ）及予測
誤差信号を表わす波形図、第９図（ａ）及び（ｂ）は本
発明の第３の実施例のブロック図である。 １・・・符号発生器、　　２・・・Ｍ系列発生器、３・
・・変調器、　　４・・・積分器、　　５・・・Ｄ／Ａ
コンバータ、　　７・・・加算器、　　８・・・Ａ／Ｄ
コンバータ、９・・・予測符号器、　　１０・・・Ｍ系
列発生器、１１・・・相関器、　　１２・・・符号再生
器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 第１の信号に、それより振幅の充分に小さい第２の信号
   を重畳して伝送する情報伝送装置において、 送信側に疑似雑音を発生する第１の疑似雑音発生器と、
   第２の信号を前記第１の疑似雑音発生器の出力する疑似
   雑音で変調する変調器と、前記変調器の出力に演算処理
   を施す演算器と、第１の信号に前記演算器の出力を重畳
   する加算器とを備え、受信側に、受信信号から予測値を
   求めこの予測値と実際の受信信号との差をとって予測誤
   差を求める予測符号化器と、第１の疑似雑音発生器と同
   一の疑似雑音を発生する第２の疑似雑音発生器と、前記
   予測符号化器の出力する予測誤差と第２の疑似雑音発生
   器の出力する疑似雑音との相関の強さを求める相関器と
   を備え、 この相関器の出力から第２の信号を解読するようになし
   、前記演算器の施す処理は前記予測符号化器の施す処理
   の逆処理であることを特徴とする情報伝送装置。