JPH0352430A - 情報伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はディジタル情報の伝送技術に関し、特にオーデ
ィオ信号やビデオ信号などにディジタルコード情報を重
畳して伝送する技術に関する。

従来の技術 オーディオ機器やビデオ機器を相互接続する場合、オー
ディオ信号やビデオ信号の伝送ラインにディジタルコー
ド情報を多重して伝送することができれば、例えば、機
器の制御コード伝送に使用できる等、便利なことが多い
。また、同時に伝送しているオーディオ信号やビデオ信
号の属性もコード情報として伝送することができる。例
えば、送信側で機器番号などをコード化して送信信号に
多重しておけば、送信信号の送信元の機器を受信先の機
器で識別することができる。また、受信側において、録
音或は録画されては困る場合には、送信側で記録禁止を
促すコードを伝送するようにし、受信側でこのコードに
基づいて記録動作を停止するような応用ができる。この
ようにオーディオ信号やビデオ信号の伝送ラインにディ
ジタルコード情報を多重して伝送することの便利さは多
い反面、伝送しているオーディオ信号やビデオ信号の品
質を低下させることが懸念される。従って、多重される
コード情報のレベルは、オーディオ信号やビデオ信号の
レベルに比べて充分小さいものでなければならない。こ
のような場合に用いられる技術として、スペクトル拡散
通信の技術がある。

以下、スペクトル拡散通信方式（以下、ＳＳ方式と略す
。）の概略を説明する。ＳＳ方式の基盤になっているの
は、シー●イー●シャノンの提唱したチャンネル容量に
関する法則である。即ち、Ｃ＝通信容量（ｂｐｓ）、Ｗ
＝帯域幅（Ｈｚ）、Ｓ＝信号電力（ワット）、Ｎ＝雑音
電力（ワット）とすると、 Ｃ＝ＷＸ１ｏｇ２　　（１＋Ｓ／Ｎ）　　　　　　・・
・（１）また、Ｓ／Ｎ＜（１の場合には Ｃ＝ＷＸ１．４４ＸＳ／Ｎ　　　　　　　・・・（２）
と表わせる。（１），　　（２）式によれば、雑音Ｎが
信号Ｓよりもずっと強＜、Ｓ／Ｎ比がどんなに悪くても
、帯域幅Ｗを広くすれば所望の通信容量Ｃを得ることが
できる。そのためにベースバンドの原信号を疑似ランダ
ム信号で変調し、広帯域信号に変換してから伝送する。

第６図に無線通信におけるＳＳ方式の実施例を示す。ま
た、第７図に第６図の例の各部における信号スペクトル
を示す。第６図において、２０１は搬送波発生器、２０
２は一次変調器、２０３は拡散変調器、２０４は疑似雑
音発生器、２０５及び２０Ｂは各々送信アンテナ及び受
信アンテナ、２０７は逆拡散変調器、２０８は疑似雑音
発生器２０４の発生する疑似雑音と同じ疑似雑音を発生
する疑似雑音発生器、２０９は一次変調器２０．２で変
調した信号から原信号を復調する復調器である。第６図
の例では第７図（ａ）の様なスペクトルを持った原信号
はまず、次変調器２０２において搬送波発生器２０１の
出力する搬送波で変調され、第７図（ｂ）の如きスペク
トルとなる。その後、拡散変調器２０３において疑似雑
音発生器２０４の発生する疑似雑音で更に変調されるが
、この時点で送信信号の帯域幅は、第７図（Ｃ）のよう
に原信号のそれよりもはるかに広くなっている。そして
、送信アンテナ２０５から空中へ送出される。この時、
第７図（Ｃ）のように、送信した拡散信号は斜線を施し
た雑音に埋もれている。受信側では、これを受信アンテ
ナ２０８で受信し、逆拡散変調器２０７において、疑似
雑音発生器２０８で発生した送信側の疑似雑音と全く同
じ疑似雑音を用いて送信側での拡散変調を第７図（ｂ）
の如く復調し、更に復調器２０９で一次変調器２０２で
の変調を復調して、第７図（ｅ）の復調信号を得る。第
７図（Ｃ）において、拡散していた信号成分ｈ’Ｗ４中
することで雑音に埋もれていた信号の振幅が大きくなり
、Ｓ／Ｎ比が改善されている。拡散変調器２０３におけ
る変調は、例えば疑似雑音信号で平衡変調して直接位相
変調を施して行われる。また、逆拡散変調器２０７にお
ける復調は、同じく疑似雑音信号で平衡変調することで
行われる。疑似雑音信号は、例えばＭ系列符号のような
有限の繰り返し周期を有するランダム符号系列である。

逆拡散変調器２０７は、受信信号の拡散変調の位相と疑
似雑音発生器２０８の出力する疑似雑音信号との位相が
ちょうど一致した場合にのみ拡散変調を復調して元の帯
域幅に戻す。

さて、ＳＳ方式の特徴は、第７図（Ｃ）のように劣悪な
雑音環境であっても元の信号を復調することができる点
であり、対雑音性能の非常に高い通信方式と言える。通
信容量Ｃは、（１）式あるいは（２）式で与えられ、第
８図のような関係となる。

例えば、Ｓ／Ｎ比が１６−４（−４０ｄＢ）であれば、
ｌｏｂｐｓの通信容量を得るのにおよそ１００ＫＨｚの
帯域幅が必要である。従って、１０ｂｐｓの原信号を約
１００００倍に広帯域化して伝送すれば、Ｓ／Ｎ比が−
４０ｄＢＬか確保できなくても受信側での復調が可能と
なる。

発明が解決しようとする課題 さて、このＳＳ方式を用いて、オーディオ信号やビデオ
信号にディジタルコード情報を多重して伝送する場合、
オーディオ信号やビデオ信号の品位を下げないためには
、重畳するディジタルコード情報のレベルは、オーディ
オ信号やビデオ信号のそれに比べて充分小さくする必要
がある。例として、１０ｂｐｓの通信容量Ｃを得ようと
する場合を考える。オーディオ信号の帯域はおよそ２０
ＫＨｚであるのでディジタルコード情報を２０ＫＨｚの
帯域幅に拡散変調して重畳するとすれば、（１）式ある
いは（２）式から、Ｓ／Ｎ比は３．５×１０−４以上即
ち−３５ｄＢ以上必要である。ここで、Ｓは拡散変調し
たディジタルコードを、Ｎはオーディオ信号を表わす。

しかし、このような大キナレヘルで拡散変調したディジ
タルコート情報を重畳すると、オーディオ信号の品位は
劣化せざるをえない。

課題を解決するための手段 本発明においては、上記した問題点に鑑みて次のように
構成している。

即ち、オーディオ信号やビデオ信号は、一般に時間的に
近接する区間では非常に強い相関を持つ信号である。こ
れに対し、疑似ランダム信号はオーディオ信号やビデオ
信号とも無相関であるばかりでなく、近接する区間でも
相関がない。従って、受信側で受信信号の相関を利用し
てオーディオ信号やビデオ信号のみを抑圧することがで
きる。そこで本発明ではオーディオ信号やビデオ信号等
のアナログ信号にディジタルコード情報を重畳して伝送
する情報伝送装置において、送信側に疑似雑音発生器と
変調器とＤＡ変換器とアナログ加算器とを設け、前記変
調器においてディジタルコード情報に基づいて前記疑似
雑音発生器の発生する疑似ランダム信号の伝送を制御し
、この変調器の出力を前記ＤＡ変換器でアナログ信号に
変換し、前記アナログ加算器によってオーディオ信号や
ビデオ信号と加算し伝送信号とする。受信側には、伝送
信号の予測フィルタを設け、受信信号と、この予測フィ
ルタの出力とを引算して予測誤差信号を得るようにし、
さらに送信側の疑似雑音発生器の発生する疑似ランダム
信号と同じ疑似ランダム信号を発生する疑似雑音発生器
と、相関検出器とを設け、この相関検出器に前記予測誤
差信号と疑似ランダム信号とを入力して、この予測誤差
信号に疑似雑音が含まれているかどうかを相関値より判
定する。

作用 本発明は上記のように構成することで、受信信号の中の
ディジタルコード情報はそのままにしてオーディオ信号
やビデオ信号のみを抑圧するので、送信側で重畳するデ
ィジタルコード情報のレベルを充分に小さなものとして
も、受信側で復調が可能となる。従って、オーディオ信
号やビデオ信号の品位を損なうことがない。

実施例 第１図は、本発明の一実施例である情報伝送装置のブロ
ック図を示す。第１図において、（ａ）は送信側、（ｂ
）は受信側の要部ブロック図である。

第１図（ａ）において、１は送信器の識別番号等からな
るディジタルコード信号Ｉ　（ｎ）を発生する符号発生
器、２は符号長がＬのＭ系列信号Ｍ（ｎ）を発生するＭ
系列発生器、３は符号発生器１の出力Ｉ　（ｎ）でＭ系
列発生器２の出力Ｍ（ｎ）の伝送を制御する変調器であ
る。５は１ビットのＤＡ変換器であり、変調器３の出力
Ｄ（ｎ）をアナログ信号に変換する。ＤＡ変換器５は、
１ビットのレジスタで実現できる。

６はＤＡ変換器５の出力信号の振幅及びオフセットを調
整する増幅器、７は増幅器６の出力信号Ｄ（１）とオー
ディオ信号或はビデオ信号Ｘ（ｔ）とを加算して伝送信
号Ｃ　（ｔ）とするアナログ加算器である。

第１図（ｂ）において、８は受信した伝送信号Ｃ（１）
をディジタル化するＡＤ変換器、９１はＡＤ変換器８の
出力Ｃ　（ｎ）を１サンプル分遅延させるレジスタ、９
２はＡＤ変換器８の出力Ｃ　（ｎ）からレジスタ９１の
出力Ｃ　（ｎ−１）を引算する引算器である。そして、
このレジスタ９１と引算器９２とで予測符号器９を構成
している。１０は第１図（ａ）におけるＭ系列発生器と
同じＭ系列を発生するＭ系列発生器、１１は予測符号器
９の出力Ｙ　（ｎ）とＭ系列発生器１０の出力Ｍ（ｎ）
との相関を計算する相関器、１２は相関器１１の出力Ｒ
（ｎ）からディジタルコード信号Ｉ　（ｎ）を再生する
符号再生器である。

次に、第１図の実施例の動作を説明する。

第２図は第１図（ａ）における符号発生器１の出力Ｉ（
ｎ）、Ｍ系列発生器２の出力Ｍ（ｎ）及び変調器３の出
力Ｄ（ｎ）の波形例を示している。この例では、Ｍ（ｎ
）はＩ　（ｎ）によってゲートされ、Ｄ（ｎ）の如き波
形となる。ここで、Ｉ（ｎ）は１または０の値であるの
で、Ｄ（ｎ）はある時間区間において、Ｍ（ｎ）が存在
するかしないかでＩ　（ｎ）を表現している。変調器３
は２人力のデシド゜ゲートで構成できる。

Ｄ　（ｎ）はＤＡ変換器５でアナログ信号に変換され、
増幅器６で振幅とオフセットを調整された後、アナログ
加算器７においてオーディオ信号Ｘ　（Ｕと加算されて
Ｃ（ｔ）として送出される。

受信側では、伝送信号Ｃ　（ｔ）をＡＤ変換器８でディ
ジタル化する。ＡＤ変換器８の出力Ｃ　（ｎ）は、レジ
スタ９１と引算器９２とに導かれる。レジスタ９１はＣ
　（ｎ）を１サンプル分遅延し、その結果引算器９２の
出力Ｙ（ｎ）は、 Ｙ　（ｎ）＝　Ｃ　（ｎ）　−　Ｃ　（ｎ−１）　　　
　　　　　・・−　（３　）となる。レジスタ９工は受
信サンプルの予測値として前サンプルを用いる予測フィ
ルタとして働く。

従って、Ｙ（ｎ）は予測誤差信号となる。

伝送信号Ｃ（ｔ）は、 Ｃ　（ｔ）＝　Ｘ　（ｎ）＋　Ｄ　（ｔ）　　　　　　
　　　・”　（４　）であり、ＡＤ変換器８においてデ
ィジタル化されて、 Ｃ　Ｃｎ）＝　Ｘ　（ｎ）十〇　（ｎ）　　　　　　　
　　　　＝　（５　）となる。従って、引算器９２の出
力である予測誤差信号Ｙ　（ｎ）は、 Ｙ　（ｎ）：　Ｃ　（ｎ）　−　Ｃ　（ｎ−１）　　　
　　　　　・・・（６　）＝＝　Ｘ　（ｎ）　−　Ｘ　
（ｎ−１）十〇　（ｎ）−Ｄ　（ｎ−１）・・・（７） ここで、Ｄ（ｎ）及びＤ（ｎ−１）は、Ｍ系列信号であ
るので、その１周期はある原始多項式から生成された符
号語である。従って、Ｄ　（ｎ）　−　Ｄ　（ｎ−１　
）もまた同一のＭ系列となる。故に、Ｄ　（ｎ）　−　
Ｄ　（ｎ−１）を新たにＤ（ｎ）と置き換えて Ｙ　（ｎ）＝　Ｘ　（ｎ）　−　Ｘ　（ｎ−１）＋　Ｄ
　（ｎ）　　　　　・・・（８　）（８）式より、予測
誤差信号Ｙ（ｎ）には、Ｄ　（ｎ）が復帰することがわ
かる。

次に、第３図を用いて相関器１１による拡散変調の復調
動作を説明する。この動作原理は、相関検出法としてよ
く知られた相互相関による周期信号の抽出方法と同じで
ある。第３図に於で、（ａ）はＭ系列発生器１１の発生
するＭ系列Ｍ’（ｎ）を表わしている。（ｂ）は予測誤
差信号Ｙ（ｎ）に含まれる拡散変調信号Ｄ　（ｎ）のう
ち、相関計算の対照となる長さＬの時間窓に含まれる区
間を、′夏”と”０”で表現している。従って、この時
間窓に入るＤ　（ｎ）は１サンプル時間毎にシフトし、
Ｄ　（ｎ−２＋ｋ）　〜（）　（ｎ＋２＋ｋ）は１サン
プル時間ずつ遅延した信号を表わす。

例えば、Ｄ　（ｎ−１＋ｋ）はＤ　（ｎ−２＋ｋ）に対
して１サンプル時間後に時間窓に含まれる信号である。

Ｍ　’（ｋ）ハ左カラ”　１０１１０−１００”　テア
リ，Ｄ　（ｎ−２＋ｋ）　〜Ｄ（ｎ？４１＋ｌ■の各信
号と比較するとＤ（ｎ＋ｋ）のみが”１０１１０〜！Ｏ
Ｏ”で、Ｍ’（ｋ）と対応するビットがすべて一致する
ことが解る。Ｍ’（ｎ）とＤ　（ｎ）の相関値Ｒ　（ｎ
）は、次式で表わされる。

ｋ＝０ （８）式の計算によって求められるＲ　（ｎ）を、第３
図（ｃ）に示している。相関器１１は１サンプル時間毎
に（９）式を実行して相関値Ｒ　（ｎ）を求める。

Ｄ　（ｎ）にＭ（ｎ）が含まれている区間テｉｔ　Ｄ　
（ｎ＞トＭ　’（ｎ）の双方のＭ系列の位相が一致して
いるＭ’（ｋ）に対する相関値Ｒ（ｎ）にピークができ
るので、このことを利用してＹ　（ｎ）の中のＤ　（ｎ
）にＭ　（ｎ）が含まれていたかどうかを検出すること
ができる。符号再生器１２は、入力されるＲ（ｎ）が、
ピークを有するかどうかを判定することでＩ　（ｎ）が
”０”であったか”！”であったかを識別するのである
。

次に、本発明の第２の実施例を図面を用いながら説明す
る。第１の実施例では予測値として前サンプルを用いる
最も簡単なモデルについて実現したものであった。第２
の実施例では、予測値として前後のサンプルの平均を用
いて、予測精底を向上させ、結果として予測誤差信号に
含まれる拡散変調信号のＳ／Ｎ比をさらに改善するもの
である。

第４図は第２の実施例による情報伝送装置の受信側のブ
ロック図である。送信側については第１図の例と同一で
あるので、説明を省略する。第４図の実施例においては
、第１図の実施例の予測符号器９の代わりに予測符号器
９ｌを備えている。

その他は同一の構成であるので対応する各々の構成要素
に同一の番号を付して説明を省略する。

第４図の予測符号器９１において、９１１〜９１２はレ
ジスタであり、９１３は入力を”−２”倍する積算器で
ある。また、９ｌ４は加算器である。従って、レジスタ
９１２の出力は予測符号器９１への入力Ｃ　（ｎ）を２
サンプル遅延したものであり、積算器９１３の出力はＣ
　（ｎ）を１サンプル遅延したものを”−２”倍したも
のである。よって予測符号器９１の出力Ｙ　（ｎ）は、 Ｙ（ｎ）＝Ｃ’（ｎ）　−２Ｃ（ｎ−１）＋Ｃ（ｎ−２
）　　　・・・（１０）となる。（１０）式に（５）式
を代入して、Ｙ　（ｎ）”　｛　Ｘ　（ｎ）　−２　Ｘ
　（ｎ−１）＋　Ｘ　（ｎ−２））＋　｛　Ｄ　（ｎ）
　−　２　Ｄ　（ｎ−１）＋　Ｄ　（ｎ−２））　−　
（１１）となる。ここで、再びＭ系列の性質により（！
１）式の右辺第２項は、Ｄ（ｎ）と同じＭ系列に戻る。

これを新たにＤ（ｎ）と表わして Ｙ　（ｎ）＝（　Ｘ　（ｎ）　−　２　Ｘ　（ｎ−１）
＋　Ｘ　（ｎ−２））＋　Ｄ　（ｎ）　　　　　　　　
　　　　・・・（ｌ２）（ｌ２）式の右辺で｛　｝の項
は、Ｘ（ｎ−１）の前後サンプルの平均と、Ｘ（ｎ−１
）自身との差を２倍したものである。このようにして、
伝送信号Ｃ　（ｎ）を予測符号器で処理することでオー
ディオ信号の成分を抑圧し、Ｄ（ｎ）を再現することが
できる。

第ｌ図の実施例と第４図の実施例との違いは予測符号器
の構成にあった。第１図の予測符号器９が予測値として
前サンプルを用いるのに比べ、第４図の予測符号器９１
は前後サンプルの平均値を用いるので予測誤差はより小
さくなる。第５図において、（ａ）は伝送信号Ｃ（ｎ）
、（１））は第１図の実施例の予測誤差信号Ｙ（ｎ）、
（ｃ）は第４図の実施例における予測誤差信号Ｙ（ｎ）
を各々示す。

第５図より第４図の予測誤差信号Ｙ（ｎ）が第１図の場
合より小さくなっており、オーディオ信号の成分がより
抑圧されているのが理解される。

発明の効果 以上説明したように本発明によれば、アナログ領域のオ
ーディオ信号やビデオ信号などの時間相関の強い原信号
の相関を利用して、原信号の成分を圧縮するようにし、
それによってＳ／Ｎ比の改善を可能にしたので、ディジ
タルコード情報を付加しても、原信号の品質を損なうこ
とが無く、非常に効率のよい情報伝送を行ウことが出来
る。

また、本発明の説明として第１図の実施例と第４図の実
施例を引用したが、この二つの実施例に留まらず、予測
符号器として近傍のサンプル値から予測したサンプル値
と実際のサンプル値との差分を求めるようにした他のい
かなる構成のものも用いることが出来るのはいうまでも
ない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例における情報伝送装置の
ブロック図、第６図はスペクトル拡散通信方式の説明の
ための概念図、第７図は同方式の説明のためのスペクト
ル図、第８図は通信容量を表わすグラフ、第２図は第１
の実施例の説明に供する波形図、第３図は相関器１１の
動作説明に供する信号の相関関係を示す図、第４図は本
発明の第２の実施例における情報伝送装置の受信側のブ
ロック図、第５図は本発明の第１及び第２の実施例にお
ける予測誤差信号を表わす波形図である。 ｌ・・・符号発生器、　　２・・・Ｍ系列発生器、３・
・・変調器、　　５・・・Ｄ／Ａ変換器、　　７・・・
加算器、８・−Ａ　／　Ｄ変換器、　　９・・・予測符
号器１ｌＯ・・・Ｍ系列発生器、１１・・・相関器、！
２・・・符号再生器。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１の信号にそれより振幅の充分に小さい第２の
   信号を重畳して伝送する情報伝送装置であつて、 送信側に疑似雑音を発生する第１の疑似雑音発生器と、
   前記第２の信号で前記第１の疑似雑音発生器の出力する
   疑似雑音の伝送を制御する変調器と、前記第１の信号に
   前記変調器の出力を重畳する加算器とを備え、 受信側に受信信号から予測値を求め、この予測値と実際
   の受信信号との差をとって予測誤差を求める予測符号化
   器と、前記第１の疑似雑音発生器と同一の疑似雑音を発
   生する第２の疑似雑音発生器と、前記予測符号化器の出
   力する予測誤差と前記第２の疑似雑音発生器の出力する
   疑似雑音との相関の強さを求める相関器とを備えたこと
   を特徴とする情報伝送装置。
2. （２）予測符号化器はサンプル値とそのサンプル値の直
   前のサンプル値との差分を予測誤差として出力すること
   を特徴とする請求項１記載の情報伝送装置。
3. （３）予測符号化器はサンプル値と、そのサンプル値の
   直前及び直後のサンプル値の平均値との差分を予測誤差
   として出力することを特徴とする請求項１記載の情報伝
   送装置