JPH0335627B2 - - Google Patents

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JPH0335627B2
JPH0335627B2 JP55075160A JP7516080A JPH0335627B2 JP H0335627 B2 JPH0335627 B2 JP H0335627B2 JP 55075160 A JP55075160 A JP 55075160A JP 7516080 A JP7516080 A JP 7516080A JP H0335627 B2 JPH0335627 B2 JP H0335627B2
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JP
Japan
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voltage
amplifier
output
signal
current
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JP55075160A
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Ryoji Gamo
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Toshiba Corp
Original Assignee
Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
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Publication date
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Priority to US06/265,237 priority patent/US4456878A/en
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Priority to GB8116297A priority patent/GB2076975B/en
Priority to DE19813122168 priority patent/DE3122168A1/de
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Publication of JPH0335627B2 publication Critical patent/JPH0335627B2/ja
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    • G—PHYSICS
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    • G01R21/127—Arrangements for measuring electric power or power factor by using pulse modulation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R1/00—Details of instruments or arrangements of the types included in groups G01R5/00 - G01R13/00 and G01R31/00
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  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、軽負荷特性および経時特性の改善を
図つた電子式電力量計に関する。
電子式電力量計は機械的な可動部を有しないの
で、機械的構成を主とする誘導形電力量計と比べ
て経時特性にすぐれている。また集積回路などで
回路を構成することにより小型化かつ量産化でき
るので、生産コストを低減化できる。そのため、
将来、誘導形電力量計に代つて電子式電力量計が
電力量計の主流を占めることが予想され、近年、
多くの電子式電力量計が開発されている。
これらの電子式電力量計を等価回路で示すと、
第１図のような構成となる。すなわち、給電線の
負荷電圧に比例した電圧信号evと前記給電線にお
ける消費電流に比例した電圧信号eiとを乗算して
給電線の瞬時電力に比例した電圧信号ep＝Ｋ・
ev・ei（但し、Ｋは定数）を得る乗算回路１と、
この乗算回路１の電圧信号epを積分して周波数信
号fputに変換する電圧−周波数コンバータ２とか
ら構成される。このような構成なので、給電線の
電力量は前記電圧−周波数コンバータ２から出力
される周波数信号fputを計算することにより得ら
れる。
電力量計の精度は、フルスケール（定格）に対
する相対誤差ではなく、測定真値に対する絶対誤
差で決定される。したがつて主に演算増幅器によ
つて構成されている乗算回路１と電圧−周波数コ
ンバータ２とを有する電子式電力量計の精度を高
めるためには、前記乗算回路１と電圧−周波数コ
ンバータ２のオフセツト電圧を、同電力量計への
入力が小さい軽負荷時には、極めて小さな電圧範
囲に抑制しなければならない。すなわち、定格
（100％）の1/30（3.33％）入力、1/50（２％）入
力、1/100（１％）入力等の場合でも、前記オフ
セツト電圧を抑制して全て絶対誤差内に入るよう
にする必要がある。例えば、消費電流に比例する
電圧信号eiの定格が5Vと仮定すると、0.5％とい
う誤差は100％定格で入力換算値25mVに相当す
る。したがつて、入力換算値が25mV以下であれ
ば精度上問題はない。しかし、1/50入力に対する
0.5％誤差（軽負荷時）の場合は、入力換算値は
0.5mVである。そのため、前記乗算器１および電
圧−周波数コンバータ２の演算増幅器のオフセツ
ト電圧を0.5mV以下に抑制する必要がある。しか
し、オフセツト電圧を極小の電圧範囲に抑制した
り、または除去したりすることは非常に困難であ
つた。また、オフセツト電圧は経時変化、温度変
化によつて変動するので電力量測定精度を低下さ
せるという欠点があつた。
本発明は、以上のような欠点を除去するために
なされたものであり、軽負荷時においても電力量
を高精度に測定でき、かつ小形化かつ量産化ので
きる電子式電力量計を提供することを目的とす
る。
以下、本発明の実施例を図面を参照しながら説
明する。第２図は、本発明の第一実施例の回路図
である。電圧検出は変成器３とパルス幅変調回路
（以下、PWM回路と略称する）４とで構成され
ている。変成器３は、電力給電線の負荷電圧に比
例した電圧信号evを出力するものである。
前記PWM回路４は、前記変成器３の出力側端
の一端に接続された抵抗５と、この抵抗５に反転
入力端が接続され非反転入力端は前記変成器３の
出力側端の他端に接続されかつアースへ接続され
ている演算増幅器（以下OPアンプと略称する）
６と、このOPアンプ６の反転入力端と出力端と
の間に接続されたコンデンサ７と、同OPアンプ
６の出力端に非反転入力端が接続されたOPアン
プ８と、このOPアンプ８の出力端と前記OPアン
プ６の反転入力端との間に接続された抵抗９と、
前記OPアンプ８の出力端に入力端が接続された
インバータ１０と、このインバータ１０の出力端
と前記OPアンプ８の反転入力端との間に接続さ
れた抵抗１１と、前記OPアンプ８の反転入力端
と前記OPアンプ６の非反転入力端との間に接続
された抵抗１２と、前記OPアンプ８出力端に入
力端が接続されたインバータ１３とで構成されて
いる。
前記PWM回路４の出力であるパルス幅デユー
テイ・サイクル信号をＤとし、このＤを反転して
得られるパルス幅デユーテイ・サイクル信号を
とすると、信号Ｄ、は次式で表わされる。
Ｄ＝er−ev／2er＝ta／Ｔ ……(1) ＝er＋ev／2er＝tb／Ｔ ……(2) 但し、(1)式および(2)式中、erは前記PWM回路
４のOPアンプ８の反転入力端に分圧されて印加
される基準電圧evは前記変成器３から出力される
電圧信号、taは前記パルス幅デユーテイ・サイク
ル信号Ｄの論理信号“１”の区間、tbは前記信号
Ｄの論理信号“０”の区間、Ｔは前記信号Ｄの周
期を示す。
しかし、前記(1)式、(2)式はOPアンプ６のオフ
セツト電圧を零として考えた理想的な場合であつ
て、実際の回路ではOPアンプ６にオフセツト電
圧が生じる。OPアンプ６の直流オフセツト電圧
をeps0とすると、実際のパルス幅デユーテイ・サ
イクル信号Ｄ、は Ｄ＝er−（ev＋2eps0）／2er ……(3) ＝er＋（ev−2eps0）／2er ……(4) となる。但し、(3)式および４式で2eps0とあるの
は、OPアンプ６のフイードバツク分と、OPアン
プ８の出力端からOPアンプ６の入力端へのフイ
ードバツク分との和になるためである。これらパ
ルス幅デユーテイ・サイクル信号Ｄ、は、前記
OPアンプ８の出力端からパルス幅デユーテイ・
サイクル信号Ｄが出力され、前記インバータ１３
の出力端からパルス幅デユーテイ・サイクル信号
Ｄが出力されるようになつている。第３図ａは変
成器３から出力される電圧信号evの波形図、同図
ｂはパルス幅デユーテイ・サイクル信号Ｄの波形
図である。なお、第３図ｂにおいてtaは論理信号
“１”の区間を示し、tbは論理信号“０”の区間
を示し、Ｔは周期を示している。
電流検出系は、変流器１４と電流−電圧変換器
１５とで構成されている。変流器１４は、電力給
電線の負荷電流に比例した電流信号ｉを出力する
ものである。電流−電圧変換器１５は、前記変流
器１４の出力端の一端に反転入力端が接続され非
反転入力端は同変流器１４の出力端の他端に接続
されかつアースに接続されたOPアンプ１６と、
このOPアンプ１６の反転入力端と出力端との間
に接続された抵抗１７と、同OPアンプ１６の出
力端に接続された抵抗１８と、この抵抗１８に反
転入力端が接続され非反転入力端が前記OPアン
プ１６の非反転入力端に接続されたOPアンプ１
９と、このOPアンプ１９の反転入力端と出力端
との間に接続された抵抗２０とで構成されてい
る。
前記変流器１４からの電流信号ｉは、OPアン
プ１６により同電流信号ｉに絶対値が比例した電
圧信号（−ei）に変換された後、増幅度（−１）
倍のOPアンプ１９により前記電流信号ｉに比例
した電圧信号（＋ei）に変換される。なお、抵抗
１８，２０はOPアンプ１９の増幅度を（−１）
倍にするため同一の抵抗値に設定されている。ま
た、前記したように、変流器５の出力を直接アン
プ１６で受信し、このOPアンプ１６の帰還作用
によつて前記変流器１４の２次負担がほとんど略
零電圧レベルになるように構成することによつ
て、透磁率μの小さなコアを作用した変流器であ
つても、位相角誤差の小さな電流検出系を得るよ
うにしている。
乗算回路２１は、入力端が前記OPアンプ１９
の出力端に接続されているアナログスイツチ２１
ａ，２１ｂと、入力端がOPアンプ１６の出力端
に接続されているアナログスイツチ２１ｃ，２１
ｄとで構成されている。なお、前記アナログスイ
ツチ２１ａ，２１ｂのゲート端は前記OPアンプ
８の出力端に接続されている。また、前記アナロ
グスイツチ２１ｂ，２１ｃのゲート端は前記イン
バータ１３の出力端に接続されている。また、前
記アナログスイツチ２１ａ，２１ｃの出力端は互
いに接続され、アナログスイツチ２１ｄ，２１ｄ
の出力端は互いに接続されている。
アナログスイツチ２１ａ，〜，２１ｄとして
は、例えば接合形電界効果トランジスタ、MOS
形電効果トランジスタなどの半導体素子使用す
る。
なお、前記アナログスイツチ２１ａ，２１ｄの
ゲート端に前記PWM回路４から出力されるパル
スデユーテイ・サイクル信号Ｄを印加し、同サイ
クル信号Ｄの“１”信号で同スイツチ２１ａ，２
１ｄを導通し、前記OPアンプ１６，１９からの
給電線の消費電流に比例した電圧信号（−ei）、
（＋ei）を導入し、前記アナログスイツチ２１ｂ，
２１ｃのゲート端に前記PWM回路４から出力さ
れるパルスデユーテイ・サイクル信号を印加
し、同サイクル信号の“１”の信号で同スイツ
チ２１ｂ，２１ｃを導通し、前記電圧信号（＋
ei）、（−ei）を導入し、前記アナログスイツチ２
１ａ，２１ｃの接続点に瞬時電圧信号epoを得、
前記アナログスイツチ２１ｂ，２１ｄの接続点に
瞬時電圧信号eppを得るようにしている。すなわ
ち、前記PWM回路４から出力されるパルス幅デ
ユーテイ・サイクル信号Ｄ，でアナログスイツ
チ２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄをオン・オフ
制御することにより、前記電圧検出系で得られた
給電線の負荷電圧に比例した電圧信号evと前記電
流検出系で得られた給電線の負荷電流に比例した
電圧信号（＋ei）、（−ei）とを乗算した瞬時電圧
信号epp、epoを得る。以上の信号処理を表わせば
次のようになる。
epp＝（ei＋eps2）・＋（−ei＋eps1）・Ｄ ……(5) epo＝（ei＋eps2）・Ｄ＋（−ei＋eps1）・ ……(6) ただし、(5)式、(6)式において、eps1はOPアンプ
１６の直流オフセツト電圧であり、eps2はOPアン
プ１９の直流オフセツト電圧である。
(5)式、(6)式に(3)式、(4)式を代入して整理する
と、 epp＝（ei＋eps2）｛er＋（ev−2eps0）／2er｝＋（−e
i＋eps1）｛er−（ev＋2eps0）／2er｝ ＝ei・ev／er＋（eps1＋eps2）er＋（eps2−eps1）ev
−２（eps1＋eps2）eps0／2er……(7) epo＝（ei＋eps2）｛er−（ev＋2eps0）／2er｝＋（−e
i＋eps1）｛er＋（ev−2eps0）／2er｝ ＝−ei・ev／er＋（eps1＋eps2）er＋（eps1−eps2）
ev−２（eps1＋eps2）eps0／2er……(8) となる。(7)式、(8)式から明らかなように、(7)式、
(8)式の第１項は瞬時電力の大きさを示しており、
第２項は前記PWM回路４、電流−電圧変換器１
５のOPアンプ６，１６，１９で発生する直流オ
フセツト電圧による誤差の項を示している。
第４図ａは変成器３から出力される給電線の負
荷電圧に比例した電圧信号evの波形図、同図ｂ，
ｃは電流−電圧変換器１５から出力される給電線
の負荷電流に比例した電圧信号（＋ei）、（−ei）
の波形図、同図ｄは同図ａに示した電圧信号evの
波形図のＳ区間を拡大した図、同図ｅ，ｆはパル
スデユーテイ・サイクル信号Ｄ、の波形図、同
図ｇは瞬時電圧信号epoの波形図である。なお、
第４図ｄにおける符号Ｔはパルスデユーテイ・サ
イクル信号Ｄ、の周期である。
ローパス・フイルタ回路２２は、前記アナログ
スイツチ２１ａ，２１ｃの接続点に接続された抵
抗２３ａと、この抵抗２３ａに接続されたコンデ
ンサ２４ａと、前記アナログスイツチ２１ｂ，２
１ｄの接続点に接続された抵抗２３ｂと、この抵
抗２３ｂに接続されたコンデンサ２４ｂとで構成
されている。なお、前記両コンデンサ２４ａ，２
４ｂの抵抗２３ａ，２３ｂと接続されていない側
端は、互いに接続されてアースに接続されてい
る。なお、抵抗２３ａ，２３ｂの値は同一に設定
し、またコンデンサ２４ａ，２４ｂの値も同一に
設定してある。
同ローパス・フイルタ回路２２を以上のような
構成にすることによつて、前記乗算回路２１から
出力される瞬時電圧信号epp、epoを積分し、前記
PWM回路４および電流−電圧変換器１５におけ
る直流オフセツト電圧eps0、eps1、eps2によつて生
ずる固有オフセツト電圧成分と瞬時電圧成分とか
らなる直流電圧信号pp、poを得るようにしてい
る。PWM回路４における時分割数をｍとし、パ
ルスデユーテイ・サイクル信号Ｄ、によるオ
ン・オフ制御によつて得られる各時分割１、２〜
ｍにおける瞬時電圧信号を、epp1、epp2〜eppnおよ
びepo1、epo2〜eponとすると、同フイルタ回路２２
の直流電圧信号pp、poは、OP ＝eOP1＋eOP2＋eOP3＋…＋eOPn／ｍ ……(9)po ＝epo1＋epo2＋epo3＋…＋epon／ｍ……(10) と示せる。現実的には、時分割数ｍは無限大と考
えることができる。前記(7)式および(8)式におい
て、交流信号（正弦波）である電圧信号eVを１周
期で積分すると、その積分値は零ボルトになる。
従つて、電圧信号eVの無限積分値は零ボルトと考
えることができるので、eV項は削除できる。従つ
て、(7)式〜(10)式から、 pp＝（ei・ev／er）＋｛（eps1＋eps2）
／２−（eps1＋eps2）eps0／er｝……（11） po＝（−ei・ev／er）＋｛（eps1＋eps2
）／２−（eps1＋eps2）eps0／er｝……（12） とpp、poと示すことができる。（11）式、（12）
式の第１項は、絶対値の等しい正、負極性の直流
電圧を示し、第２項はOPアンプ６，１６，１９
により生ずる固有オフセツト電圧を示す。
第５図は、（11）式、（12）式によつて決定され
る直流電圧信号pp、poの入出力特性図である。
なお、この特性図は、横軸に＝（ei・ev／er）をと り、縦軸にpp、poの出力電圧をとつて示したも
のである。また、同特性図において、符号Ｋは固
有オフセツト電圧 ｛（eps1＋eps2）／２−（eps1＋eps2）eps0／er｝を示
す。
電圧−周波数変換器２５は、ローパス・フイル
タ回路２２の抵抗２３ａとコンデンサ２４ａとの
接続点に入力端が接続されたアナログスイツチ２
６ａと、このアナログスイツチ２６ａの出力端に
出力端が接続され入力端が同フイルタ回路２２の
抵抗２３ｂとコンデンサ２４ｂとの接続点に接続
されたアナログスイツチ２６ｂと、このアナログ
スイツチ２６ｂの出力端と前記アナログスイツチ
２６ａの出力端との接続点に接続された抵抗２７
と、この抵抗２７に反転入力端が接続され非反転
入力端がアースに接続された積分回路として作動
する第10アンプ２８（以下、OPアンプ２８と省
略する）と、このOPアンプ２８の反転入力端と
出力端との間に接続されたコンデンサ２９と、同
OPアンプ２８の出力端に非反転入力端が接続さ
れたコンパレータとして作動する第20Pアンプ３
０（以下、OPアンプ３０と省略する）と、この
OPアンプ３０の反転入力端と前記OPアンプ２８
の非反転入力端との間に接続された抵抗３１と、
前記OPアンプ３０の出力端に入力端が接続され
たインバータ３２と、このインバータ３２の出力
端と前記OPアンプ３０の反転入力端との間に接
続された抵抗３３と、前記OPアンプ３０の出力
端に入力端が接続され出力端が前記アナログスイ
ツチ２６ｂのゲート端に接続されたインバータ３
４と、前記アンプ２８の反転入力端に接続された
抵抗３５とで構成されている。なお、ローパス・
フイルタ８の抵抗２３ａ，２３ｂに比較して抵抗
２７の抵抗値を極めて大きな値に設定してある。
また、抵抗３１，３３の抵抗値を同一に設定して
ある。
このように構成され、積分回路として作動する
OPアンプ２８の入力端に接続されたアナログス
イツチ２６ａ，２６ｂはコンパレータとした作動
するOPアンプ３０の出力する電圧信号によりオ
ン・オフ制御され、前記乗算回路２１のアナログ
スイツチ２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄとは非
同期で動作するようになつている。
第６図ａはアナログスイツチ２６ｂの導通期間
の図、同図ｂはアナログスイツチ２６ａ，２６ｂ
の出力端の接続点に得られる電圧信号enの波形
図、同図ｃはOPアンプ２８の出力端の電圧信号
eQの波形図、同図ｄはOPアンプ２８の非反転入
力端に印加される基準電圧信号ecの波形図であ
る。なお、第６図ａにおけるtc、tdはアナログス
イツチ２６ａ，２６ｂの導通時間である。同図ｂ
におけるpp1、pp2、〜およびpo1、po2、〜はア
ナログスイツチ２６ａ，２６ｂのオン・オフ制御
によつてローパス・フイルタ回路２２から出力さ
れる直流電圧信号pp、poから取出された信号で
ある。同図ｃ，ｄにおける（＋ep／２）、（−ep／
２）はOPアンプ３０の反転入力端に印加される
基準電圧である。同図ｄにおけるT0はtc＋tdを示
す。
第６図ａに示したように、アナログスイツチ２
６ａ，２６ｂのオン・オフ制御によつて、両スイ
ツチ２６ａ，２６ｂの出力端に第６図ｂに示した
ような電圧信号enが得られるようにしている。そ
うして、積分回路として動作するOPアンプ２８
により第３図ｃに示したような波形の電圧信号eQ
を得る。この三角波状の信号eQがコンパレータと
して作動するOPアンプ３０の非反転入力端に印
加される。このOPアンプ３０の反転入力端には
比較のために、第６図ｄに示したようにアナログ
スイツチ２６ｂが導通している時間tcではec＝
（−ep／２）の電圧信号が印加され、アナログスイツ チ２６ａが導通している時間tdではec＝（＋ep／２） の電圧信号が印加されるように設定されている。
したがつて、時間tcにおいてはOPアンプ２８に
正の直流電圧信号ppが印加されるので、同OPア
ンプ２８の出力は第６図ｃに示したように下降特
性を示し、その積分出力がeQが（−ep／２）に達す ると、OPアンプ３０の出力論理信号efが反転す
る。その結果、アナログスイツチ２６ｂはしや断
され、アナログスイツチ２６ａが導通するので、
時間tdにおける動作が開始する。この時間tdにお
いては、前記OPアンプ２８に負の直流電圧poが
印加されるので、同OPアンプ２８の出力は第６
図ｃに示したように上昇特性を示し、その積分出
力eQが（＋ep／２）に達すると、前記OPアンプ３０ の出力論理信号efが反転する。その結果、アナロ
グスイツチ２６ａはしや断され、アナログスイツ
チ２６ａが導通し再び時間tcにおける動作が開始
する。
したがつて、コンパレータとして動作するOP
アンプ３０の出力論理回路efの反転周期をTpとす
ると、 Tp＝tc＋td ……（13） （ただしtcはアナログスイツチ２６ｂの導通時
間、tdはアナログスイツチ２６ａの導通時間であ
る） となる。したがつて、前記論理信号efの出力周波
数をfpとすると p＝１／Tp＝１／tc＋td となる。
なお、前記導通時間tc、tdは次のように決定で
きる。すなわち、OPアンプ２８の時間tcにおけ
る出力電圧をeQ（tc）および時間tdにおける出力電
圧をeQ（td）とし、抵抗２７の抵抗値をR2とし、
コンデンサ２９の容量をC2とし、OPアンプ２８
のオフセツト電圧をeps3とすると、 eQ（tc）＝−｛１／R2C2∫t c（pp＋eps3
）dt｝＝−tc（epp＋eps3／R2C2）……（15） したがつてtc＝−eQ（tc）・R2C2／epp＋eps3 となる。第６図ｃから明らかなようにeQ（tc）は
（＋ep／２）から（−ep／２）まで下降するので、
その電圧変化分はepとなる。そこで−eQ（tc）＝ep
とおくと tc＝ep・R2C2／epp＋eps3 ……（16） とtcが決定できる。
また、 eQ（td）＝−｛１／R2C2∫t d（po＋eps3
）dt｝＝−td（epo＋eps3／R2C2）……（17） したがつてtd＝eQ（td）・R2C2／−（epo＋eps3） となり、eQ（td）＝epとおくと td＝ep・R2C2／−（epo＋eps3） ……（18） とtdが決定できる。
（16）式、（18）式のpp・ppに（11）式、（12）
式を代入すると、 tc＝ep・R2C2／ei・ev／er＋｛（eps1＋eps2）／
２−（eps1＋eps2）eps0／er＋eOs3｝……（19） td＝ep・R2C2／ei・ev／er−｛（eps1＋eps2）／
２−eps1＋eps2）eps0／er＋eOs3｝……（20） となる。（19）式、（20）式から両式（19）式、
（20）式の固有オフセツト電圧成分 ｛（eps1＋eps2）／２−（eps1＋eps2）／er＋eps3｝ は同一次元で扱うことができるので、これをひと
まとめにしてeOSTすると、 tc＝ep・R2C2／ei・ev／er＋eOST……（21） td＝ep・R2C2／ei・ev／er−eOST……（22） と簡単化できる。ところで、前記したように電圧
−周波数変換器２５から出力される論理信号efの
周波数pは、１／tc＋tdなので前記オフセツト電圧 eOSTが零であれば p＝ei・ev／2er・ep・R2・C2……（23） となる。（23）式から明らかなように、er、ep、
R2、C2は全て定数なので、pはi・vすなわち消
費電力に正確に比例した出力周波数を示す。
また、（21）式、（22）式から (イ) オフセツト電圧eOST＝０のとき…tc＝td (ロ) オフセツト電圧eOSTが正のとき…tc＜td (ハ) オフセツト電圧eOSTが負のとき…tc＞td となることがわかる。そして、オフセツト電圧
eOSTが存在するときのpはp ＝（ei・ev／er）2−eOST 2／２（ei・ev／er）・ep
・R2・C2……（24） となる。（24）式から明らかなようにei・ev／er≫ eOSTのときはpにほどんど誤差が生じないが、
ei・ev／erが小さいとき、すなわち電力量計が軽負 荷状態になつているときは、eOSTによる周波数誤
差が大きくなる。
自動オフセツト補償回路３６は、前記電圧−周
波数変換器２５のインバータ３２の出力端に接続
された抵抗３７と、この抵抗３７に反転入力端が
接続され非反転入力がアースに接続されたOPア
ンプ３８と、このOPアンプ３８の反転入力端と
出力端との間にコンデンサ３９が接続されてい
る。なお、同OPアンプ３８の出力端は前記電圧
−周波数変換器２５の抵抗３５を介して前記OP
アンプ２８の反転入力端に接続されている。
前記OPアンプ３８は積分回路として作動し、
その時定数は前記電圧−周波数変換器２５の積分
回路として作動するOPアンプ２８の時定数より
はるかに大きく設定し、PWM回路４及び電流−
電圧変換器１５の各OPアンプ８，１６，１９に
生じるオフセツト電圧と電圧−周波数変換器２５
のOPアンプ２８に生じるオフセツト電圧を零に
補正するようにしている。
この補正処理は前記した(イ)、(ロ)、(ハ)に着眼し
て、前記電圧−周波数変換器２５へ負帰還を施す
ことによつて行なわれる。すなわち、電圧−周波
数変換器２５のインバータ３２の出力電圧信号eq
は論理信号efの反転された信号で、正負電圧の振
幅をもつているので、抵抗３７の抵抗値をR4と
し、コンデンサ３９の容量をC3とし、tcをアナロ
グスイツチ２６ｂの導通時間とし、tdをアナログ
スイツチ２６ａの導通時間とすると、OPアンプ
３８の出力電圧eofは、 eof＝−１／R4・C3〔∫t c（−eq）dt ＋∫t d（eq）dt〕 ……（25） となる。そこで、R4・C3〓tc、tdという大きな時
定数により積分を行うと、 eof＝−（c・q＋d・q） ＝c・q−d・q となる。この式に式（21）、（22）を代入すると、 eof＝（ep・R2・C2／ei・ev／er＋e
OST）・eq−（ep・R2・C2／ei・ev／er−eOST）・eq…
…（26） となる。この式から次の事が分かる。
(ニ) オフセツト電圧eOST＝０のときはeof＝０、 (ホ) オフセツト電圧eOST＞０のときはeof＜０、 (ヘ) オフセツト電圧eOST＜０のときはeof＞０ である。このような特性を有した負帰還電圧eof
を電圧−周波数変換器２５のOPアンプ２８の反
転入力端に帰還することにより、たとえ大きなオ
フセツト電圧eOSTが発生しても、その変化分はeof
により修正し、常にtc＝tdとなるようにして、常
にオフセツト電圧eOSTを零に自動修正するように
している。
表示装置４０は、前記電圧−周波数変換器２５
から出力される論理信号efの周波数pを計数し表
示するものである。
以上のような構成の本実施例の動作を以下に説
明する。電力給電線の負荷電圧は変成器３によ
り、第４図ａに示したように同負荷電圧に比例し
た電圧信号evに変換される。この電圧信号evは、
PWM回路４により第４図ｄ，ｅ，ｆに示したよ
うに電圧信号evの振幅に応じたパルス幅デユーテ
イ・サイクル信号Ｄおよびこのサイクル信号Ｄを
反転したパルス幅デユーテイ・サイクル信号に
変換される。
一方、前記給電線の負荷電流は、変流器１４に
より、同負荷電流に比例した電流信号ｉに変換さ
れる。この電流信号ｉは、電流−電圧変換器１５
により、第４図ｂ，ｃに示したように、同電流信
号ｉに比例した電圧信号（＋ei）およびこの電流
信号（＋ei）と位相が180°異なる電圧信号（−ei）
とに変換される。
この電圧信号（＋ei）、（−ei）は、同信号（＋
ei）が乗算回路２１のアナログスイツチ２１ａ，
２１ｂへ送出され、一方同信号（−ei）はアナロ
グスイツチ２１ｃ，２１ｄへ送出される。また、
前記アナログスイツチ２１ａ，２１ｄのゲート端
へPWM回路４からパルス幅デユーテイ・サイク
ル信号Ｄが送出され、前記アナログスイツチ２１
ｂ，２１ｃのゲート端へパルス幅デユーテイ・サ
イク信号が送出される。その結果、この乗算回
路２１のアナログスイツチ２１ａ，２１ｃの出力
端の接続点に第４図ｇに示したような瞬時電圧信
号epoが得られる。また、同乗算回路２１のアナ
ログスイツチ２１ｂ，２１ｄの出力端に接続点に
瞬時電圧信号eppが得られる。
乗算回路２１の以上のような信号処理により、
evと（±ei）とを乗算することができ、前記瞬時
電圧信号epo、eppは瞬時電力に比例した｜±ei・ev
｜の成分と直流オフセツト電圧成分を有してい
る。前記瞬時電圧信号epo、eppは、ローパス・フ
イルター回路２２の抵抗２３ａへ同電圧信号epo
が送出され、同フイルター回路２２の抵抗２３ｂ
へ同電圧信号eppが送出される。その結果、同フ
イルター回路２２で積分されて、前記瞬時電圧信
号epo、eppのオフセツト電圧成分中変動成分が除
去されて固有オフセツト成分のみとなる。そうし
て、同フイルター回路２２の抵抗２３ａとコンデ
ンサ２４ａとの接続点に直流電圧信号poが得ら
れ、一方、同フイルター回路２２の抵抗２３ｂと
コンデンサ２４ｂとの接続点に直流電圧信号pp
が得られる。これら直流電圧信号po、ppは電力
成分｜±ei・ev／er｜と固有オフセツト成分とから 成る。
直流電圧信号poは、電圧−周波数変換器２５
のアナログスイツチ２６ａへ送出され、一方直流
電圧信号ppは同変換器２５のアナログスイツチ
２６ｂへ送出される。コンパレータとして作動す
るOPアンプ３０から出力される論理信号efによ
り前記アナログスイツチ２６ａのゲートが制御さ
れ、一方前記アナログスイツチ２６ｂのゲートは
前記論理信号efがインバータ３４により反転され
た信号により制御され、同時に両スイツチ２６
ａ，２６ｂが作動しないようになつている。その
結果、両スイツチ２６ａ，２６ｂの接続点に第６
図ｂに示した電圧信号enが得られる。
この電圧信号enがOPアンプ２８の反転入力端
に送出される。その結果同OPアンプ２８の出力
端に第６図ｃのような三角状の電圧信号eQが得ら
れる。
この電圧信号eQが、コンパレータとして作動す
るOPアンプ３１の反転入力端子に印加される。
第６図ｄに示したような基準電圧信号ecの（＋
ep／２）または（−ep／２）に達すると、同OP
アンプ３１の出力はインバータ３２により反転さ
れた後、その一部が自動オフセツト補償回路３６
の積分回路として作動するOPアンプ３８の反転
入力端に送出される。そうして、このOPアンプ
３８の出力端から前記電圧−周波数変換器３６の
直流オフセツト電圧eOSTを相殺する負帰還電圧信
号eofをOPアンプ２８の反転入力端へ送出する。
その結果、前記直流オフセツト電圧eOSTが自動的
に零に修正される。その結果、OPアンプ３０の
出力端、すなわち電圧−周波数変換器２５の出力
端から直流オフセツト電圧eOSTによる誤差の除去
されたei・ev／2er・ep・R2・C2によつて決定される周
波 数pを有する論理信号efが出力される。この周波
数pは、１／2er・ep・R2・C2が定数であるので、こ ろをＫとおくと、p＝Ｋ・i・vとなり、pは消
費電力i・vに正確に比例した出力周波数を示
す。この周波数pが表示装置４０で計数され積算
電気量が表示される。
以上説明したように、本実施例は、ローパス・
フイルタ回路２２により、PWM回路４および電
流−電圧変換回路１５において生じるオフセツト
電圧を除去可能な固有オフセツト電圧とし、自動
オフセツト補償回路３６により電圧−周波数変換
器２５において生じるオフセツト電圧と前記固有
オフセツト電圧とを相殺して零にする負帰還を同
電圧−周波数変換器２５へ行い、オフセツト電圧
の影響を除去して正しく電力量に比例した周波数
fpを得るようにしている。したがつて本実施例に
よれば、オフセツト電圧が大きく精度に影響する
軽負荷時においても電力量を高精度に測定でき、
かつ各回路をモノリシツクICで形成されたOPア
ンプを使用することにより小形化かつ量産化でき
る。
第一実施例は、単相２線式電力量計への適用で
あるが、電圧検出系、電流検出系、乗算回路をそ
れぞれ複数設けることにより多相式電力量計にも
適用できる。多相式電力量計の電力量は各相電力
の和であるので、それぞれの給電線の負荷電圧に
比例した電圧信号をev1、ev2〜evoとし、それぞれ
の給電線の負荷電流に比例した電圧信号をei1、
ei2〜eioとし、比例定数をK1、K2〜Koとすると、
電力量P0は、 P0＝K1ev1・ei1＋K2ev2・ei2 ＋…＋Koevoeio ……（27） で示される。したがつて、第一実施例と同様に信
号処理したそれぞれの乗算回路の出力をローパ
ス・フイルターで合成加算すれば、（27）式を満
足する電力P0が得られる。
第７図は、本発明を多相式電力量計に適用した
本発明の第二実施例の回路図である。なお、第２
図と同一箇所には同一符号を付して説明は省略す
る。第二実施例は、第一実施例の変成器３、
PWM回路４、変流器１４、電流−電圧変換器１
５、乗算回路２１をそれぞれ複数設け、それぞれ
の乗算回路２１からの出力をローパス・フイルタ
回路４１の抵抗２３ａ，２３ａ〜および２３ｂ，
２３ｂ〜により取り出して、電圧−周波数変換器
２５へ送出するような構成をとつている。
このような構成であるので、本実施例において
も第一実施例と同様の効果を奏することができ
る。
なお、本発明は前記した第一および第二実施例
に限られるものではない。たとえば、前記第一、
二実施例では、変成器３から出力される電圧信号
evをPWM回路４によりパルス幅変調し、この
PWM回路４から出力されるパルス幅デユーテ
イ・サイクル信号Ｄ、により乗算回路２１を制
御するようにしたが、電流−電圧変換器１５から
出力される電圧信号eiと前記電圧信号evとを交換
し、前記電圧信号eiをPWM回路によりパルス幅
変調して、以下前記第一、二実施例と同様の処理
をしても同様の効果を奏する。その他本発明の要
旨を逸脱しない範囲で種種変形実施できることは
勿論である。
以上説明したように、本発明は、電子式電力量
計において、電流−電圧変換器およびパルス幅電
変調回路で生じたオフセツト電圧を積分回路にお
いて、以後の信号処理により除去可能な固有オフ
セツト電圧にし、この固有オフセツト電圧と電圧
−周波数変換器で生じたオフセツト電圧とを、補
償回路により同電圧−周波数変換器へ負帰還を掛
けることにより零に補償するようにしている。し
たがつて、オフセツト電圧による影響が除去でき
るので、オフセツト電圧が大きな影響を持つ軽負
荷時においても電力量を高精度の測定できる。ま
た、各回路をIC化できる構成なので小形化かつ
量産化できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の電子式電力計の概略構成ブロツ
ク図、第２〜６図は本発明の第一実施例に係り、
第２図は同実施例の回路図、第３図ａは変成器か
ら出力される電圧信号evの波形図、同図ｂはパル
ス幅デユーテイ・サイクル信号Ｄの波形図、第４
図は電圧信号evの波形図、同図ｂ，ｃは電流−電
圧変換器から出力される電圧信号（＋ei）、（−ei）
の波形図、同図ｄは同図ａの電圧信号evのＳ部の
拡大図、同図ｅ，ｆはパルス幅デユーテイサイク
ル信号Ｄ、の波形図、同図ｇは瞬時電圧信号
epoの波形図、第５図はローパス・フイルタ回路
の入出力特性図、第６図ａは電圧−周波数変換器
のアナログスイツチの導通期間を示す図、同図ｂ
はアナログスイツチから出力される電圧信号enの
波形図、同図ｃは同変換器の積分回路から出力さ
れる電圧信号eQの波型図、同図ｄは同変換器のコ
ンパレータの基準電圧信号ecの波形図、第７図は
本発明の第二実施例の回路図である。 ３……変成器、４……PWM回路、６，８……
OPアンプ、１４……変流器、１５……電流−電
圧変換器、１６，１９……OPアンプ、２１……
乗算回路、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄ……
アナログスイツチ、２２……ローパス・フイル
タ、２５……電圧−周波数変換器、２６ａ，２６
ｂ……アナログスイツチ、２８，３０……OPア
ンプ、３６……自動オフセツト補償回路、３８…
…OPアンプ、４０……表示装置。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 電力給電線の負荷電流に比例した電流信号を
    出力する変流器と、この変流器から出力される電
    流信号に応じた正負の各電圧信号を出力する電流
    −電圧変換器と、前記電力給電線の負荷電圧に比
    例した電圧信号を出力する変成器と、この変成器
    から出力される電圧信号に応じたパルス幅を有す
    るパルス幅デユーテイ・サイクル信号を出力する
    パルス幅変調回路と、このパルス幅変調回路から
    出力されるパルス幅デユーテイ・サイクル信号に
    よりスイツチ制御されて前記電流−電圧変換器か
    らの各電圧信号を導入し前記変成器から出力され
    る電圧信号と前記電流−電圧変換器から出力され
    る各電圧信号との乗算値を各瞬時電圧信号として
    出力する乗算回路と、この乗算回路から出力され
    る各瞬時電圧信号を積分して各直流電圧信号を得
    て出力する積分回路と、この積分回路から出力さ
    れる各直流電圧信号を反転入力端で受ける積分作
    用を行なう第10Pアンプ、この第10Pアンプの出
    力端に非反転入力端が接続されかつ自身の出力を
    基準電圧として反転入力端に受けるコンパレータ
    として作動する第20Pアンプ及びこの第20Pアン
    プの出力によつて前記積分回路からの各直流電圧
    信号を交互に導入して前記第10Pアンプの反転入
    力端に送るスイツチとを有し、前記積分回路から
    の各直流電圧信号をこの電圧信号レベルに比例し
    た周波数を有するパルス信号に変換する電圧−周
    波数変換器と、この電圧−周波数変換器の前記第
    20Pアンプの出力端と前記第10Pアンプの反転入
    力端との間に接続されかつ時定数が前記第10Pア
    ンプの時定数よりはるかに大きく設定されて積分
    作動を行ない、前記パルス幅変調回路と前記電流
    −電圧変換器とに生じるオフセツト電圧及び前記
    電圧−周波数変換器に生じるオフセツト電圧を相
    殺する負帰還を前記第10Pアンプの反転入力端に
    加え前記スイツチにより前記積分回路からの各直
    流電圧信号の導入時間を等しくする自動オフセツ
    ト補償回路とを具備し、前記パルス幅変調回路と
    前記電流−電圧変換器とに生じるオフセツト電圧
    及び前記電圧−周波数変換器に生じるオフセツト
    電圧を相殺することを特徴とする電子式電力量
    計。
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