JPH0812213B2 - 電子式電力量計 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、軽負荷特性の調整を容易にした電子式電力
量計に関する。

（従来の技術） 電子式電力量計を等価回路で示すと、第７図のような
構成となる。すなわち、給電線の負荷電圧に比例した電
圧信号evと前記給電線に流れる負荷電流に比例した電圧
信号eiとを乗算して給電線の瞬時電力に比例した電圧信
号eo＝Ｋ・ev・ei（但し、Ｋは定数）を得る乗算回路36
と、この乗算回路36の電圧信号eoを積分して周波数信号
foに変換する電圧−周波数コンバータ37とから構成され
る。このような構成なので、給電線の電力量は前記電圧
−周波数コンバータ37から出力される周波数信号foを計
算することにより得られる。

電力量計の精度は、フルスケール（定格）に対する相
対誤差ではなく、測定真値に対する絶対誤差で決定され
る。したがって、電子式電力量計の精度を高めるには、
前記負荷電圧に比例した電圧信号evと前記負荷電流に比
例した電圧信号eiの比誤差と前記乗算器36と前記電圧−
周波数コンバータ37の直線性誤差を、同電力量計の特性
補償範囲に渡って抑制しなければならない。すなわち、
定格の1/30（3.33％）入力、1/50（２％）入力、1/100
（１％）入力等の場合でも、前記比誤差および直線性誤
差を抑制して全て絶対誤差内に入るようにする必要があ
る。例えば、負荷電流に比例する電圧信号eiの比誤差だ
けについて考えてみても、100％定格時の前記電圧信号e
iの定格電圧を5vと仮定すれば0.5％という誤差は100％
定格時では25mvであるが、1/50入力（軽負荷時）では0.
5mvとなり、軽負荷になればなるほど誤差電圧は小さく
なる。さて、従来から使用されている負荷電流に比例す
る電圧信号eiを得る一般的な方法は、第８図に示すよう
に、変流器38と電流−電圧変換器39とで構成されてい
る。変流器38は、給電線の負荷電流に比例した電流信号
ｉを出力するもので、電流−電圧変換器39は、反転入力
端が前記変流器38の出力端の一端に接続され、非反転入
力端が同変流器38の出力端の他端とアースとの接続点に
接続された演算増幅器40と、この演算増幅器40の反転入
力端と出力端との接続された抵抗41とで構成され、前記
変流器38からの電流信号ｉは、演算増幅器40と抵抗41に
より同電流信号ｉに絶対値が比例した電圧信号ei＝（＝
−1Xi xR:Rは抵抗41を示す）に変換される。このよう
に、負荷電流に比例した電圧信号eiを得るには、変流器
38で負荷電流に比例した電流信号ｉを得、この電流信号
ｉを電流−電圧変換器39で電圧信号eiに変換するもので
あるから、変流器38の比誤差と電流−電圧変換器39の変
換誤差を含めた誤差が絶対誤差内に抑制されなければな
らない。ところで、変流器38では鉄心を磁化するための
励磁電流が必要であり、この励磁電流は一次側の電流つ
まり負荷電流に無関係な一定の電流で、これが変流器38
の変換誤差（比誤差）となる。つまり、負荷電流が多い
ときには励磁電流の割り合いが小さいため比誤差は小さ
いが、軽負荷となり負荷電流が少なくなると励磁電流の
割り合いが大きくなり比誤差が大きくなってくる。この
変流器38の比誤差を改善するには、励磁電流を少なくす
れば良いが、励磁電流を少なくするには、鉄心の材質を
良いものにしなければならず高価になってしまう。ま
た、一次側の巻数を多くし一次側の電流を増やすことに
よって軽負荷での比誤差を改善することができるが、二
次側の電流ｉも増えるので電流−電圧変換回路39の演算
増幅器40がこの電流を処理出来無くなってしまい、新た
に高価な大電流用演算増幅器を使用しなければならなく
なってしまう。一次側の巻数を増やし、二次側の電流を
増やさ無いためには、二次側の巻数も増やさなければな
らないが、二次側の巻数を増やすと、鉄心を大きくしな
ければならず高価になってしまう。

以上のように、従来の電子式電力量計では、軽負荷時
の誤差を補償するには、変流器38、電流−電圧変換器3
9、乗算回路36、電圧−周波数コンバータ37等でそれぞ
れ誤差を補償しなければならず、全体的に高価になって
しまうという欠点があった。

（発明が解決しようとする問題点） 本発明は、以上のような欠点を除去するためになされ
たものであり、上記した比誤差と直線性誤差を除去し、
軽負荷での特性を容易に調整できる電子式電力量計を提
供するものである。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明は、上記問題点を解消する為に、電力給電線の
負荷電流に比例した電流信号を出力する変流器と、この
変流器から出力される電流信号に応じた電圧信号を出力
する電流−電圧変換回路と、前記電力給電線の負荷電圧
に比例した電圧信号を出力する電圧検出系と、この電圧
検出系と前記電流−電圧変換回路とから出力される電圧
信号を乗算する乗算回路と、この乗算回路の出力信号を
積分し直流電圧信号を出力するローパスフィルタと、こ
のローパスフィルタから出力される直流電圧信号に応じ
た周波数信号を出力する電圧−周波数変換回路と、この
電圧−周波数変換回路の出力信号を分圧し、この分圧信
号に基づく所望の補償電圧信号を電圧−周波数変換回路
に帰還する軽負荷調整回路を設けて構成したものであ
る。

（作用） このように構成し、軽負荷調整回路で調整することに
より、変流器，電流−電圧変換回路および電圧検出系の
比誤差、あるいは乗算回路，電圧−周波数変換回路の直
線性誤差に相当する電圧を発生させ、これを前記電圧−
周波数変換器に帰還して、これらを相殺している。

（実施例） 以下、本発明の一実施例を第１図乃至第６図を参照し
ながら説明する。

電圧検出系は、変成器１とパルス幅変調回路（以下、
PWM回路と略称する）２とで構成されている。この変成
器１は電力給電線の負荷電圧に比例した電圧信号evを出
力するものである。

前記PWM回路２は、前記変成器１の出力端の一端に接
続された抵抗３と、この抵抗３に反転入力端が接続さ
れ、非反転入力端が前記変成器１の出力端の他端とアー
スへ接続されている演算増幅器（以下、OPアンプと略称
する）４と、このOPアンプ４の反転入力端と出力端との
間に接続されたコンデンサ５と、同OPアンプ４の出力端
に非反転入力端が接続されたOPアンプ６と、このOPアン
プ６の出力端と前記OPアンプ４の反転入力端との間に接
続された抵抗７と、前記OPアンプ６の出力端に入力端が
接続されたインバーティング・バッファ８と、このイン
バーティング・バッファ８の出力端と前記OPアンプ６の
反転入力端との間に接続された抵抗９と、前記OPアンプ
６の反転入力端と前記OPアンプ４の非反転入力端との間
に接続された抵抗10とで構成されている。

このように構成されたPWM回路２の出力であるパルス
幅デューティ・サイクル信号をＤとし、このＤを反転し
て得られるパルス幅デューティ・サイクル信号をとす
ると、信号Ｄ、は次式で表わされる。

但し、erは前記PWM回路２のOPアンプ６の反転入力端
に印加される基準電圧、evは前記変成器１から出力され
る電圧信号、taは前記パルス幅デューティ・サイル信号
Ｄの論理“1"の区間、tbは前記信号Ｄの論理“0"の区
間、Ｔは前記信号Ｄの周期を示す。

これらパルス幅デューティ・サイクル信号Ｄ、は、
前記OPアンプ６の出力端からパルス幅デューティ・サイ
クル信号Ｄが出力され、前記インバーティング・バッフ
ァ８の出力端からパルス幅デューティ・サイクル信号
が出力されるようになっている。このパルス幅デューテ
ィ・サイクル信号Ｄは、第２図（ｂ）に示すようなパル
ス波形となる。ここで、taは論理“1"の区間を示し、tb
は論理“0"の区間を示し、Ｔは周期を示している。な
お、同図（ａ）は、変成器１から出力される電圧信号ev
の波形図を示している。

また、電流検出系は、変流器11と電流−電圧変換回路
12とで構成されている。変流器11は、電力給電線の負荷
電流に比例した電流信号ｉを出力するものである。電流
−電圧変換回路12は、前記変流器11の出力端の一端に反
転入力端が接続され非反転入力端が同変流器11の出力端
の他端とアースに接続されたOPアンプ13と、このOPアン
プ13の反転入力端と出力端との間に接続された抵抗14
と、同OPアンプ13の出力端に接続された抵抗15と、この
抵抗15に反転入力端が接続され、非反転入力端が前記OP
アンプ13の非反転入力端に接続されたOPアンプ16と、こ
のOPアンプ16の反転入力端と出力端との間に接続された
抵抗17とで構成されている。

この変流器11からの電流信号ｉは、OPアンプ13と抵抗
14により同電流信号ｉに絶対値が比例した電圧信号−ei
（＝−1xixR:Rは抵抗14を示す）に変換された後、増幅
度−１倍のOPアンプ16により前記電流信号ｉに比例した
電圧信号＋eiに変換される。なお、抵抗15、17はOPアン
プ16の増幅度を−１倍にするため同一の抵抗値に設定さ
れている。

また、前記したように，変流器11の出力を直接OPアン
プ13で受け、このOPアンプ13の帰還作用によって前記変
流器11の２次負担が略零電圧レベルになるように構成す
ることによって、透磁率μの小さな鉄心を使用した変流
器であっても、位相角誤差の小さな電流検出系を得るよ
うにしている。

18は乗算回路で、入力端が前記OPアンプ16の出力端に
接続されているアナログスイッチ18a、18bと、入力端が
前記OPアンプ13の出力端に接続されているアナログスイ
ッチ18c、18dとで構成されている。

前記アナログスイッチ18a,18dのゲート端は前記OPア
ンプ６の出力端に接続され、前記アナログスイッチ18b,
18cのゲート端は、前記インバーティング・バッファ８
の出力端に接続されている。また、前記アナログスイッ
チ18a,18cの出力端は互いに接続され、同アナログスイ
ッチ18b、18dの出力端は互いに接続されている。

アナログスイッチ18a〜18dとしては、例えば接合形電
界効果トランジスタ、MOS形電界効果トランジスタなど
の半導体素子を使用する。

なお、前記アナログスイッチ18a、18dのゲート端に前
記PWM回路２から出力されるパルス幅デューティ・サイ
クル信号Ｄを印加し、同信号Ｄの論理“1"で同スイッチ
18a、18dを導通し、前記OPアンプ13、16からの給電線の
負荷電流に比例した電圧信号−ei、＋eiを導入し、前記
アナログスイッチ18b、18cのゲート端に前期PWM回路２
から出力されるパルス幅デューティ・サイクル信号を
印加し、同信号の論理“1"で同スイッチ18b、18cを導
通し、前記電圧信号−ei、＋eiを導入し、前記アナログ
スイッチ18a、18cの接続点に瞬時電圧信号eonを得、前
記アナログスイッチ18b、18dの接続点に瞬時電圧信号eo
pを得るようにしている。すなわち、前記PWM回路２から
出力されるパルス幅デューティ・サイクル信号Ｄ、で
信号アナログスイッチ18a、18b、18c、18dをオン・オフ
制御することにより、前記電圧検出系で得られた給電線
の負荷電圧に比例した電圧信号evと前記電流検出系で得
られた給電線の負荷電流に比例した電圧信号−ei、＋ei
とを乗算した瞬時電圧信号e_cn、e_cpを得る。以上の信号
処理を表わせば次のようになる。

e_op＝ei・＋（−ei）・Ｄ ……（３） eon＝ei・Ｄ＋（−ei）・ ……（４） （３）式と（４）式に（１）式、（２）式を代入して
整理すると、 となる。（５）式、（６）式から明らかなように、
（５）式、（６）式は瞬時電力の大きさを示している。
この瞬時電力は、例えば第３図（ｇ）に示すような波形
となる。なお、同図（ａ）は変成器１から出力される給
電線の負荷電圧に比例した電圧信号evの波形図、同図
（ｂ）、（ｃ）は電流−電圧変換回路12から出力される
給電線の負荷電流に比例した電圧信号＋ei、−eiの波形
図、同図（ｄ）は同図（ａ）に示した電圧信号evの波形
図のＳ区間を拡大した図、同図（ｅ）、（ｆ）はパルス
幅デューティ・サイクル信号Ｄ、の波形図、また同図
（ｄ）における符号Ｔはパルス幅デューティ・サイクル
信号Ｄ、の周期である。

19はローパス・フィルタ回路で、前記アナログスイッ
チ18a、18cの接続点に接続された抵抗20aと、この抵抗2
0aに接続されたコンデンサ21aと、前記アナログスイッ
チ18b、18dの接続点に接続された抵抗20bと、この抵抗2
0bに接続されたコンデンサ21bとで構成されている。な
お、前記両コンデンサ21a、21bの抵抗20a、20bと接続さ
れていない他端は、互いに接続されてアースに接続され
ている。また、抵抗20a、20bの値は同一に設定し、また
コンデンサ21a、21bの値も同一に設定してある。

同ローパス・フィルタ回路19を以上のような構成にす
ることによって、前記乗算回路18から出力される瞬時電
圧信号eon、eopを積分し、瞬時電圧成分からなる直流電
圧信号▲▼，▲▼を得るようにしている。
この▲▼，▲▼は、 と表わせる。

第４図は、（７）式、（８）式によって決定される直
流電圧信号▲▼，▲▼の入出力特性図であ
る。なお、この特性図は、横軸に をとり、縦軸に▲▼，▲▼の出力電圧をと
って示したものである。なお、同特性図において一転鎖
線で示した特性が理想特性で、実線で示した特性が変流
器11の比誤差特性によって出る特性であり、一点鎖線と
実線との差が誤差となる。

22は、電圧−周波数変換回路で、この電圧−周波数変
換回路22は、ローパス・フィルタ回路19の抵抗20aとコ
ンデンサ21aとの接続点に入力端が接続されたアナログ
スイッチ23aと、同ローパス・フィルタ回路19の抵抗20b
とコンデンサ21bとの接続点に入力端が接続され、出力
端が前記アナログスイッチ23aの出力端に接続されたア
ナログスイッチ23bとを有している。このアナログスイ
ッチ23a、23bの出力端は抵抗24を介してOPアンプ25の反
転入力端に接続されている。このOPアンプ25の反転入力
端と出力端との間にはコンデンサ26が接続され、また、
その出力端はOPアンプ27の非反転入力端が接続されてい
る。このOPアンプ27の出力端は前記アナログスイッチ23
aのゲート端に接続されている。また、このOPアンプ27
の反転入力端と前記OPアンプ25の非反転入力端との間に
は抵抗28が接続され、OPアンプ27の出力端には入力端が
接続され出力端が前記アナログスイッチ23bのゲート端
に接続されたインバーティング・バッファ29が接続され
ている。このインバーティング・バッファ29の出力端と
前記OPアンプ27の反転入力端との間には抵抗30が接続さ
れている。なお、ローパスフィルタ19の抵抗20a、20bに
比較して抵抗24の抵抗値を極めて大きな値に設定してあ
る。また、抵抗28、30は抵抗値を同一に設定してある。

このように構成され、積分回路として作動するOPアン
プ25の入力端に接続されたアナログスイッチ23a、23b
は、コンパレータとして作動するOPアンプ27の出力する
電圧信号によりオン・オフ制御され、前記乗算回路18の
アナログスイッチ18a、18b、18c、18dとは非同期で動作
するようになっている。このアナログスイッチ23bは、
第５図（ａ）に示すようにオンオフされる。なお、同図
（ｂ）はアナログスイッチ23bの出力端の接続点に得ら
れる電圧信号emの波形図、同図（ｃ）はOPアンプ25の出
力端の電圧信号eqの波形図、同図（ｄ）はOPアンプ27の
反転入力端に印加される基準電圧信号ecの波形図であ
る。また、同図（ａ）におけるtc、tdはアナログスイッ
チ23a、23bの導通時間である。同図（ｂ）における▲
▼１、▲▼２、〜および、▲▼１、▲
▼２〜はアナログスイッチ23a、23bのオン・オフ
制御によってローパス・フィルタ回路19から出力される
直流電圧信号▲▼、▲▼から取り出された
信号である。同図（ｃ）、（ｄ）における＋ep/2、−ep
/2はOPアンプ27の反転入力端に印加される基準電圧であ
る。同図（ｄ）におけるToは（tc＋td）を示す。

第５図（ａ）に示したように、アナログスイッチ23
a、23bのオン・オフ制御によって、両スイッチ23a、23b
の出力端に第５図（ｂ）に示したような電圧信号emが得
られるようにしている。そして、積分回路として動作す
るOPアンプ26により第５図（ｃ）に示したような波形の
電圧信号eqを得る。この三角波状の信号eqがコンパレー
タとして作動するOPアンプ27の非反転入力端に印加され
る。このOPアンプ27の反転入力端には比較のために、第
５図（ｄ）に示したようなアナログスイッチ23bが導通
している時間tcではec＝（−ep/2）の電圧信号が印加さ
れ、アナログスイッチ23aが導通している時間tdではec
＝（＋ep/2）の電圧信号が印加されるように設定されて
いる。したがって、時間tcにおいては、opアンプ25に正
の直流電圧信号▲▼が印加されるので、同OPアン
プ25の出力は第５図（ｃ）に示したように下降特性を示
し、その積分出力はeqが−ep/2に達すると、OPアンプ27
の出力論理信号efが反転する。その結果、アナログスイ
ッチ23bはしゃ断され、アナログスイッチ23aが導通する
ので、時間tdにおける動作が開始する。この時間tdにお
いては、前記OPアンプ25に負の直流電流▲▼が印
加されるので、同OPアンプ25の出力は上昇特性を示し、
その積分出力eqが＋eq/2に達すると、前記OPアンプ27の
出力論理信号efが反転する。その結果、アナログスイッ
チ23aはしゃ断され、アナログスイッチ23bが導通し再び
時間tcにおける動作が開始する。したがって、コンパレ
ータとして動作するOPアンプ27の出力論理信号efの反転
周期をToとすると、 To＝tc＋td ……（９） （ただし、tcはアナログスイッチ23bの導通時間、tdは
アナログスイッチ23aの導通時間である） となる。したがって、前記論理信号efの出力周波数をfo
とすると、 となる。

なお、前記導通時間tc、tdは次のように決定できる。
すなわち、OPアンプ25の時間tcにおける出力電圧をeq
（tc）および時間tdにおける出力電圧をeq（td）とし、
抵抗24の抵抗値をR2とし、コンデンサ26の容量をC2とす
ると、 したがって、 となる。第５図（ｃ）から明らかなようにeq（tc）は＋
ep/2から−ep/2まで下降するので、その電圧変化分はep
となる。そこで−ep（tc）＝epとおくと とtcが決定できる。

また したがって、 となり、eq（td）＝epとおくと とtdが決定できる。さらに、この（12）式、（14）式に
（７）式、（８）式を代入すると となる。ところで、前記したようにOPアンプ27の出力信
号efの周波数foは、 なので となる。er・ep・R2・C2は全て定数なので、foはei・ev
すなわち消費電力に比例した出力周波数を示す。ただ
し、第４図で示したように、▲▼、▲▼は
変流器11の比誤差特性によって理想特性とは誤差が生じ
ている。すなわち、前記電流検出系が出力する給電線の
負荷電流に比例した電圧信号eiは、本当の給電線の負荷
電流に比例した電圧信号eiSから誤差分の電圧信号eiEが
引かれた信号であり、第４図で示す▲▼、▲
▼の理想特性との誤差を▲▼Ｅ、▲▼Ｅ
とすると と表わされ、この誤差分が加えたものが実際の消費電力
となるので、これを加えて（17）式を書き直すと、 となる。ここで、誤差分の電圧信号eiEは負荷電流に関
係なく一定であるため、軽負荷になるほど誤差が大きく
なることがわかる。

31は、軽負荷調整回路31で、前記電圧−周波数変換回
路22のOPアンプ27の出力端に接続された抵抗32と、前記
電圧−周波数変換回路22のインバーティング・バッファ
ー29の出力端に接続された抵抗33と、同抵抗33と前記抵
抗32との間に固定抵抗端の両端が接続された可変抵抗器
34と、同可変抵抗器34の摺動端と前記電圧−周波数変換
回路22のOPアンプ25の反転入力端との間に接続された抵
抗35とで構成されている。なお、抵抗32、33の抵抗値は
同一に設定してある。

同軽負荷調整回路31を以上のような構成にすることに
よって、前記電圧−周波数変換回路22のOPアンプ27の出
力電圧信号efと同電圧−周波数変換回路22のインバーテ
ィング・バッファー29の出力電圧信号−efの差電圧を分
圧した電圧信号eLを前記可変抵抗器34の摺動端に得るこ
とができ、同電圧信号eLを前記抵抗35を介して前記電圧
−周波数変換回路22のOPアンプ25の反転入力端に帰還し
ている。

第６図（ａ）は可変抵抗器34の摺動端を同可変抵抗器
34の中点よりも抵抗32側に移動（＋側に調整）したとき
の電圧信号eLの波形図、同図（ｂ）は前記可変抵抗器34
の摺動端を同可変抵抗器34の中点よりも抵抗33側に移動
（−側に調整）したときの電圧信号eLの波形図、同図
（ｃ）は同図（ａ）、（ｂ）の電圧信号eLを抵抗35介し
て前記電圧−周波数変換回路22のOPアンプ25の反転入力
端に帰還したときの同OPアンプ25の出力電圧信号eqの変
化を示す波形図である。ここで、抵抗35の抵抗値を前記
電圧−周波数変換回路22の抵抗24の抵抗値と同一に設定
して前記電圧−周波数変換回路22の特性式を修正する
と、 （ただし、＋eLは時間tcの時のeLの電圧、−eLは時間ed
の時のeLの電圧である）となり、したがって となる。ゆえに とすることにより前記変流器11の比誤差分を補正するこ
とができる。

以下、このように構成した一実施例の動作を説明す
る。電力給電線の負荷電圧は変成器１により、第３図
（ａ）に示したように同負荷電圧に比例した電圧信号ev
に変換される。この電圧信号evは、PWM回路２により第
３図（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示したように電圧信号ev
の振幅に応じたパルス幅デューティ・サイクル信号Ｄお
よびこの信号Ｄを反転したパルス幅デューティ・サイク
ル信号に変換される。

一方、前記給電線の負荷電流は、変流器11により、同
負荷電流に比例した電流信号ｉに変換され、この電流信
号ｉは、電流−電圧変換回路12により第３図（ｂ）、
（ｃ）に示したように、同電流信号ｉに比例した電圧信
号（＋ei）と位相が180度異なる電圧信号（−ei）とに
変換される。

この電圧信号＋ei、−eiは、同信号（＋ei）が乗算回
路18のアナログスイッチ18a、18bへ送出され、一方同信
号−eiはアナログスイッチ18c、18dへ送出される。また
前記アナログスイッチ18a、18dのゲート端へPWM回路２
からパルス幅デューティ・サイクル信号Ｄが送出され、
前記アナログスイッチ18b、18cのゲート端へパルス幅デ
ューティ・サイクル信号Ｄが送出される。その結果、こ
の乗算回路18のアナログスイッチ18a、18cの出力端の接
続点に第３図（ｇ）に示したような瞬時電圧信号eonが
得られる。

乗算回路18の以上のような信号処理により、evと±ei
とを乗算することができ、前記瞬時電圧信号eon、eopは
瞬時電力に比例した。

±ei・evが出力される。前記瞬時電圧信号eon、eop
は、ローパス・フィルター回路19の抵抗20aへの同電圧
信号eonが送出され、同フィルター回路19の抵抗20bへ同
電圧信号eopが送出される。その結果、同フィルター回
路19で積分されて、抵抗20aとコンデンサー21aとの接続
点に直流電圧信号▲▼が得られ、一方、同フィル
ター回路19の抵抗20bとコンデンサー21bとの接続的に直
流電圧信号▲▼が得られる。これら直流電圧信号
▲▼、▲▼は実際の消費電力より前記変流
器11の比誤差による誤差電力成分 を差し引いた電力成分 である。

直流電圧信号▲▼は、電圧−周波数変換回路22
のアナログスイッチ23aへ送出され、一方、直流電圧信
号▲▼は、同変換回路22のアナログスイッチ23b
へ送出される。コンパレータとして作動するOPアンプ27
から出力される論理信号efにより前記アナログスイッチ
23aのゲートが制御され、一方、前記アナログスイッチ2
3bのゲートは、前記論理信号efがインバーティング・バ
ッファー29により反転された信号により制御され、同時
に両スイッチ23a、23bが作動しないようになっている。
その結果、両スイッチ23a、23bの接続点に第５図（ｂ）
に示した電圧信号emが得られ、この電圧信号emがOPアン
プ25の反転入力端に抵抗24を介して送出される。その結
果、同OPアンプ25の出力端に第５図（ｃ）に示したよう
な三角状の電圧信号eqが得られ、この電圧信号eqがコン
パレータとして作動するOPアンプ27の反転入力端子に印
加される。第５図（ｄ）に示したような基準電圧信号ec
が＋ep/2または−ep/2に達すると、同OPアンプ27の出力
と同opアンプ27の出力に入力が接続されたインバーティ
ング・バッファ29の出力は軽負荷調整回路31の抵抗32お
よび抵抗33に送出される。そして、この抵抗32、33およ
び可変抵抗器34により分圧され前記可変抵抗器34の摺動
端より出力され前記変流器11の比誤差による誤差電力成
分 を相殺するように調整された電圧信号eLを前記電圧−周
波数変換回路22のOPアンプ25の反転入力端へ抵抗35を介
して出力する。その結果、前記誤差電力成分 が補正される。そして、OPアンプ27の出力端、すなわち
電圧−周波数変換回路22の出力端から変流器11の比誤差
による誤差電力成分 による誤差の除去された によって決定される周波数foを有する論理信号efが出力
される。この周波数foは が定数であるのでこれをＫとおくと、 となり、さらにeLは誤差電力成分 と等しいので、 となり、foは変流器11の比誤差が補正された実際の消費
電力に正確に比例した出力周波数を示す。

なお、本発明は前記した実施例に限られるものではな
い。たとえば、前記実施例では単相２線式電力量計につ
いてのべたが、電圧検出系、電流検出系、乗算回路をそ
れぞれ複数設けることにより多相式電力量計にも適用で
きる。多相式電力量計の電力量は各相電力の和であるの
で、各相の電流検出系の比誤差についても和としてあら
われるので本考案の方法によって同様の効果が得られ
る。また、この実施例の説明にあたっては、変流器の比
誤差についてのべたが、乗算回路、電圧−周波数回路の
直線性誤差の補正についても同様に行なうことが出来
る。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明は、変流器，電流−電圧
変換回路および電圧検出系の比誤差，あるいは乗算回
路，電圧−周波数変換回路の直線性誤差に相当する電圧
を軽負荷調整回路で発生させ、これを電圧−周波数変換
回路に帰還させるようにしたので、軽負荷での特性を容
易に調整でき、電力量を高精度に測定することができ
る。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図（ａ）
は変成器から出力される給電線の負荷電圧に比例した電
圧信号evの波形図、同図（ｂ）はパルス幅デューティ・
サイクル信号Ｄの波形図、第３図（ａ）は電圧信号evの
波形図、同図（ｂ）、（ｃ）は電流−電圧変換回路から
出力される給電線の負荷電流に比例した電圧信号（＋e
i）、（−ei）の波形図、同図（ｄ）は同図（ａ）の電
圧信号evのｓ部分の拡大図、同図（ｅ）、（ｆ）はパル
ス幅デューティ・サイクル信号Ｄ、Ｄの波形図、同図
（ｇ）は瞬時電圧信号eonの波形図、第４図はローパス
・フィルタの入出力特性図、第５図（ａ）は電圧−周波
数変換回路のアナログスイッチの導通期間を示す図、同
図（ｂ）は同アナログスイッチから出力される電圧信号
emの波形図、同図（ｃ）は同変換回路の積分回路から出
力される電圧信号eqの波形図、同図（ｄ）は同変換回路
のコンパレータの基準電圧信号ecの波形図、第６図は軽
負荷調整回路の電圧信号eLおよび電圧−周波数変換回路
の積分出力信号eqの波形を示す図、第７図は従来の電子
式電力量計の概略構成ブロック図、第８図は給電線の負
荷電流に比例した電圧信号eiを得るための一般的な回路
図である。 １……変成器、２……パルス幅変調回路 19……積分回路、12……電流−電圧変換回路 18……乗算回路、22……電圧−周波数変換回路 31……軽負荷調整回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電力給電線の負荷電流に比例した電流信号
   を出力する変流器と、この変流器から出力される電流信
   号に応じた電圧信号を出力する電流−電圧変換回路と、
   前記電力給電線の負荷電圧に比例した電圧信号を出力す
   る電圧検出系と、この電圧検出系と、前記電流−電圧変
   換回路とから出力される電圧信号を乗算する乗算回路
   と、この乗算回路の出力信号を積分し直流電圧信号を出
   力するローパスフィルタと、このローパスフィルタから
   出力される電圧信号に応じた周波数信号を出力する電圧
   −周波数変換回路と、この電圧−周波数変換回路の出力
   信号を分圧し、この分圧信号に基づく所望の補償電圧信
   号を前記電圧−周波数変換回路に帰還する軽負荷調整回
   路とを有する電子式電力量計。