JPH0337324B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は入力した信号の周波数を２倍に変換す
る周波数２逓倍回路に関する。

［従来の技術］ 例えばシンセサイザにおていは水晶発振器等に
て得られた極めて安定した周波数の信号を周波数
合成器を用いることによつて、安定した所望の周
波数を有する信号へ変換するようにしている。こ
のような周波数合成器のひとつとして、入力した
信号の周波数を２倍に変換する周波数２逓倍回路
がある。

従来、このような周波数２逓倍回路は例えば第
５図に示すように構成されている。すなわち、入
力端子１から入力した周波数ｆ（周期Ｔ）の入力
信号は全波整流回路２へ入力されて全波整流され
る。そして、この全波整流回路２から出力された
全波整流信号は可変バンドパスフイルター３の信
号入力端子へ入力される。一方、入力端子１から
入力された入力信号は周波数電圧変換回路４へも
入力される。そして、この周波数電圧変換回路４
からは入力信号の周波数ｆに比例した電圧信号が
可変バンドパスフイルター３の通過周波数制御端
子へ入力される。この可変バンドパスフイルター
３においては、信号入力端子に入力した信号の通
過周波数が通過周波数制御端子に入力した電圧の
変化に応動して変化する。したがつて、通過周波
数制御端子へ入力する電圧値を変化させることに
よつて可変バンドパスフイルター３の出力信号の
周波数f′を制御できる。

このように構成された周波数２逓倍回路におい
て、例えば第６図に示すように入力端子１に周波
数ｆを有するサイン波形の入力信号ａが入力され
ると、この入力信号ａは全波整流回路２にて全波
整流されて、全波整流信号ｂとなる。したがつて
この全波整流信号ｂは入力信号ａの基本周波数で
あるｆの周波数成分の他に、２倍の周波数2fの周
波数成分を持つことになる。そして、この全波整
流信号ｂは可変バンドパスフイルター３の信号入
力端子へ入力される。

また、入力信号ａは周波数電圧変換回路４へ入
力されるので、前記可変バンドパスフイルター３
の通過周波数制御端子には入力信号ａの周波数ｆ
に比例した電圧E_Fを有する電圧信号ｃが印加さ
れる。そしてその状態で、可変バンドパスフイル
ター３の通過周波数が前記全波整流信号ｂに含ま
れる周波数2fになるように、周波数電圧変換回路
４の出力電圧E_Fを調整する。したがつて、可変
バンドパスフイルター３の通過周波数のバンド幅
が隣接する周波数成分（ｆ、3f、4f、…）を排除
できる程度に狭ければ、この可変バンドパスフイ
ルター３から出力端子５へ出力される出力信号ｄ
は周波数2fを有するサイン波形となる。

したがつて、出力端子５から出力される出力信
号ｄの周波数は入力端子１へ入力される入力信号
の２倍の周波数になる。そして、入力信号ａの周
波数ｆが変化すると周波数電圧変換回路４の電圧
信号ｃも前記周波数ｆの変化に比例して変化する
ので、可変バンドパスフイルター３の通過周波数
も入力信号ａの周波数ｆの変化に比例して変化す
る。その結果、出力端子５からは常に入力信号ａ
の２倍の周波数を有した出力信号ｄが得られる。

［発明が解決しようとする問題点］ しかしながら、上記のように構成された周波数
２逓倍回路においては次のような問題があつた。
すなわち、入力信号ａからこの入力信号ａの周波
数ｆの２倍の周波数成分を取出すために入力信号
ａを全波整流している。したがつて、入力信号ａ
がサイン波形ではなく矩形波形である場合は、こ
の矩形波形を一旦サイン波信号に変換したのち入
力端子１に入力する必要がある。したがつて矩形
波信号をサイン波信号へ変換する変換回路が別途
必要となる。

また、入力信号ａの周波数ｆが例えばGHz程
度の高周波になると、整流次に生じる波形歪み、
すなわち例えばブリツジ接続された各整流素子の
特性差から生じる全波整流波形のアンバランスに
より、出力波形に、２倍の周波数成分に対する入
力信号周波数成分の比率が増加したり、基本周波
数と所望の高周波成分の周波数が近接するため
に、可変バンドパスフイルター３の通過周波数の
バンド幅を狭くしたとしても出力信号ｄに必要と
する２倍の周波数の信号成分以外に上記入力信号
成分や高周波成分が大量に含まれる可能性があ
る。これはGHz帯程度の周波数領域では、可変
バンドパスフイルター３の通過・阻止特性の比が
大きいものを得ることが難しいからである。した
がつて、第５図の周波数２逓倍回路においては
GHz帯程度の高周波数領域では正確な２逓倍回
路として動作しない。

本発明はこのような事情に基づいてなされたも
のであり、その目的とするところは、入力信号波
形の所定レベルを検知して矩形波を発生するも
の、すなわち零位相位置（以下０位相と言う）と
π位相位置とにおいてパルス信号を発生するもの
である。このようにして２倍の周波数成分を取出
すことによつて、入力信号波形の種類にかかわら
ずGHz程度の高周波まで広い周波数領域に亘つ
て正確に２倍の周波数信号が得られる周波数２逓
倍回路を提供することにある。

［問題点を解決するための手段］ 本発明の周波数２逓倍回路は、入力信号を、こ
の入力信号の波形の０位相位置とπ位相位置で信
号レベルが反転する矩形波状の信号に波形整形す
る波形整形回路と、この矩形波状の信号がハイ
（Ｈ）レベルからロー（Ｌ）レベルに変化したと
き、矩形波状の信号のハイレベル期間またはロー
レベル期間より短い所定時間幅のパルスを出力す
る第１のパルス発生回路と、前記矩形波状の信号
がローレベルからハイレベルに変化したとき、前
記所定時間幅とほぼ同一幅のパルスを出力する第
２のパルス発生回路と、第１、第２のパルス発生
回路から出力されるパルス信号を論理和して入力
信号の２倍の周波数成分を有する信号を出力する
論理和回路と、入力信号の周波数に対応した電圧
を出力する周波数電圧変換回路と、論理和回路と
周波数電圧変換回路とに接続され、論理和回路が
出力する入力信号の２倍の周波数の信号を通過さ
せるように、周波数電圧変換回路の出力電圧によ
つて制御される可変バンドパスフイルターとを備
えたものである。

［作用］ このように構成された周波数２逓倍回路であれ
ば、入力端子から入力された入力信号は波形整形
回路によつて入力波形の所定レベルでその信号レ
ベルが変化するパルス信号に変換される。そし
て、第１および第２のパルス発生回路によつて上
記信号レベル変化時刻に周期するパルス信号が得
られる。その結果、論理和回路からは入力信号の
１周期のうち信号波形が所定レベルで立上がりお
よび立下がる時刻に同期する２つのパルスが出力
され、入力信号の２倍の周波数成分を持つ信号が
可変バンドパスフイルターへ入力される。この可
変バンドパスフイルターの通過周波数制御端子に
は周波数電圧変換回路から出力された前記入力信
号の周波数に比例する電圧が印加されるので、こ
の周波数電圧変換回路の出力電圧レベルを調整す
ることによつて、可変バンドパスフイルターから
入力信号の２倍の周波数を有する出力信号が出力
される。

［実施例］ 以下本発明の一実施例を図面を用いて説明す
る。

第１図は実施例の周波数２逓倍回路を示すブロ
ツク図である。図中１１は交流の入力信号が入力
される入力端子であり、この入力端子１１は波形
整形回路１２の入力端子に接続されている。この
波形整形回路１２は交流の入力信号の信号波形の
１周期における０位相位置とπ位相位置とで信号
レベルが反転するパルス信号を出力する。具体的
には波形が電圧0Vラインを横切るときに信号レ
ベルが反転する。そして、この波形整形回路１２
の非反転出力端子Ｑはワンシヨツト・マルチバイ
ブレータで形成された第１のパルス発生回路１３
のトリガ端子Ｔに接続され、反転出力端子は第
１のパルス発生回路１３と同一構成の第２のパル
ス発生回路１４のトリガ入力端子Ｔに接続されて
いる。これ等第１および第２のパルス発生回路１
３，１４はトリガ端子Ｔに入力される信号がＬレ
ベルからＨレベルへの立上り時刻に周期してこの
立上がり時刻から抵抗およびコンデンサの時定数
で定まる所定時間T₀だけＨレベルとなるパルス
信号を出力端子Ｑから出力する。なお、上記所定
時間T₀の値は、入力端子１１に入力される入力
信号の最大周波数に対応する周期の1/2程度の値
に設定されている。

第１および第２のパルス発生回路１３，１４の
各出力端子Ｑは論理和回路１５のそれぞれの入力
端子に接続され、この論理和回路１５の出力端子
は可変バンドパスフイルター１６の信号入力端子
へ接続されている。

また、前記入力端子１１は周波数電圧変換回路
１７の入力端子に接続され、この周波数電圧変換
回路１７の出力端子は前記可変バンドパスフイル
ター１６の通過周波数制御端子に接続されてい
る。この可変バンドパスフイルター１６は信号入
力端子から入力した信号の周波数成分のうち通過
周波数制御端子に入力された電圧に対応する周波
数成分のみを信号出力端子から出力する。そし
て、この可変バンドパスフイルター１６の信号出
力端子はこの周波数２逓倍回路の出力端子１８に
接続されている。

このように構成された周波数２逓倍回路の動作
説明を第２図のタイムチヤートを用いて説明す
る。すなわち、入力端子１１へ周波数ｆ（周期Ｔ）
のサイン波の入力信号ｇが入力すると、この入力
信号ｇは波形整形回路１２内にて、入力信号ｇの
１周期分の信号波形のうち０位相位置およびπ位
相位置で信号レベルが反転するパルス信号に波形
整形される。そして、Ｑおよび端子から互いに
信号レベルが対称となるパルス信号ｈ、ｉが出力
される。したがつて、Ｑ端子から出力されるパル
ス信号ｈは入力信号ｇの０（2π）位相位置でＬレ
ベルからＨレベルへ立上がり、端子から出力さ
れるパルス信号は入力信号ｇのπ位相位置でＬレ
ベルからＨレベルへ立上がる。

パルス信号ｈ、ｉがトリガ端子Ｔに入力される
第１および第２のパルス発生回路１３，１４は、
それぞれ入力パルス信号ｈ、ｉの立上り時刻（０
位相位置、π位相位置）に同期して立上り、所定
時間T₀だけＨレベルが継続するパルス信号ｊ、
ｋを各出力端子Ｑから出力する。これ等のパルス
信号ｊ、ｋは論理和回路１５にて合成されて、論
理和信号ｌとし可変バンドパスフイルター１６の
信号入力端子へ入力される。したがつてこの論理
和信号ｌの信号波形には、図示するように、入力
信号ｇの１周期Ｔ内に０位相位置およびπ位相位
置からそれぞれ所定時間T₀幅を有する２つのパ
ルス波形が含まれる。すなわちこの論理和信号ｌ
は入力信号ｇの周波数ｆの２倍の周波数2f成分を
含む。

可変バンドパスフイルター１６から出力される
出力信号の周波数は周波数電圧変換回路１７から
出力される電圧信号ｍの電圧値E_Fにて可変され
るので、周波数電圧変換回路１７の出力電圧レベ
ルを、信号入力端子に入力された論理和信号ｌの
2fの周波数成分が出力されるように調整する。し
たがつて、出力端子１８からは入力信号ｇの２倍
の周波数2fを有した出力信号ｎが得られる。な
お、周波数電圧変換回路１７から出力される直流
の電圧信号ｍは入力信号ｇの周波数ｆに比例した
電圧値E_Fとなるので、出力信号レベルを一旦上
記のように調整すると、たとえ入力信号ｇの周波
数ｆが変化したとしても、再調整する必要ない。

第３図は入力信号ｇの周波数がｆ／２（周期
2T）に変化した場合の各部の信号波形を示すも
のであり、入力信号ｇの周波数が1/2になると、
可変バンドパスフイルター１６の信号入力端子へ
入力される論理和信号ｌに含まれる周波数成分も
（1/2）×2f、すなわちｆとなり、さらに周波数電
圧変換回路１７から出力される電圧信号ｍの電圧
値も周波数ｆに相当する電圧値となる。したがつ
て、可変バンドパスフイルター１６は周波数ｆの
信号を通過させるようになり、その結果出力端子
１８の出力信号ｎの周波数もｆとなる。

このようにして、出力端子１８には常に入力端
子１１に入力された入力信号ｇの周波数ｆの２倍
の周波数2fを有する出力信号ｎが出力される。そ
して、入力信号ｇの周波数ｆが変化すると出力信
号ｎの周波数も入力信号ｇの周波数の変化に比例
して変化する。

本発明のように構成された周波数２逓倍回路で
あれば、入力信号ｇの波形が第２図に示すような
サイン波波形でなく、歪み波形であつてもよい
し、サイン波形の零レベル点以外の点であつても
よい。また、例えば第４図に示すように周期Ｔ
（周波数ｆ）を有する矩形の信号波形であつたと
しても、波形整形回路１２の各出力端子Ｑ、か
らは図示するように０位相位置およびπ位相位置
で信号レベルが反転する各パルス信号ｈ、ｉが得
られる。したがつて、サイン波信号のみならず
種々の信号波形に適用することが可能である。

また、たとえ入力端子１１に入力される入力信
号ｇの振幅値が途中で変動したとしても、入力信
号波形の０位相位置とπ位相位置は変化しない。
したがつて、波形整形回路１２から出力される矩
形波状のパルス信号ｈ、ｉの信号レベルの反転位
置は変化しない。また、第１、第２のパルス発生
回路１３，１４から出力される各パルス信号ｊ、
ｋのデユーテイ比は変化しないので、可変バンド
パスフイルター１６から出力される出力信号ｎの
振幅値は変化しない。すなわち、常時一定振幅を
有した安定した出力信号を得ることが可能であ
る。

また、従来回路で用いた全波整流回路を使用し
ていないので、全波整流処理に伴う前述した波形
歪みや全波整流波形のアンバランスにによる悪影
響を考慮する必要ないので、GHz程度の高周波
まで広い周波数領域に亘つて正確に２倍の周波数
信号が得られる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明の周波数２逓倍回路
によれば、入力信号波形における０位相位置とπ
位相位置とを検出して２倍の周波数成分を取出す
ようにしている。したがつて、入力信号波形の種
類にかかわらずGHz程度の高周波まで広い周波
数領域に亘つて正確に２倍の周波数信号が得られ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係わる周波数２逓
倍回路を示すブロツク構成図、第２乃至第４図は
動作を示すタイムチヤート、第５図は従来の周波
数２逓倍回路を示すブロツク構成図、第６図は同
従来回路の動作を示すタイムチヤートである。 １１……入力端子、１２……波形整形回路、１
３……第１のパルス発生回路、１４……第２のパ
ルス発生回路、１５……論理和回路、１６……可
変バンドパスフイルター、１７……周波数電圧変
換回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力信号を、この入力信号の波形の０位相位
   置とπ位相位置で信号レベルが反転する矩形波状
   の信号に波形整形する波形整形回路１２と、該矩
   形波状の信号がハイ（Ｈ）レベルからロー（Ｌ）
   レベルに変化したとき、該矩形波状の信号のハイ
   レベル期間またはローレベル期間より短い所定時
   間幅のパルスを出力する第１のパルス発生回路１
   ３と、該矩形波状の信号がローレベルからハイレ
   ベルに変化したとき、前記所定時間幅とほぼ同一
   幅のパルスを出力する第２のパルス発生回路１４
   と、前記第１、第２のパルス発生回路から出力さ
   れるパルス信号を論理和して前記入力信号の２倍
   の周波数成分を有する信号を出力する論理和回路
   １５と、前記入力信号の周波数に対応した電圧を
   出力する周波数電圧変換回路１７と、前記論理和
   回路と前記周波数電圧変換回路とに接続され、前
   記論理和回路が出力する前記入力信号の２倍の周
   波数の信号を通過させるように、前記周波数電圧
   変換回路の出力電圧によつて制御される可変バン
   ドパスフイルター１６とを備えた周波数２逓倍回
   路。