JPH0340356B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、MOSトランジスタによつて構成さ
れ、モノリシツクIC化された温度測定回路を有
する温度補償付電子時計に関するものである。

従来より、電子腕時計に温度検出回路を搭載
し、携帯中の温度を感知して基準信号源の温度補
償を行なう方法は数多く提案されているが実用化
に至つたものは少なく、特に温度情報をデジタル
値としてとらえ、基準信号源の温度補償だけでな
く、表示装置の温度補償あるいは単なる温度表示
にも利用できるような温度測定回路を持つた電子
時計は実現が難しかつた。しかも、この温度測定
回路を、感温素子例えばサーミスタ、又は第２の
水晶振動子などの外付け部品を一切用いず、モノ
リシツクIC化することは、さらに困難であつた。

しかし、部品点数の削減や外付け部品選別工程
の減少などによるコスト面の効果や、時計そのも
のの商品力を大きく向上させるという効果をもつ
ため、このような温度測定回路の実現が強く求め
られていた。

本発明の目的は、上記要求を達成するものであ
り、電子腕時計に用いられるMOS−IC内に一体
に構成することができ、しかもサーミスタ等の外
付け部品を必要とせず、さらに動作レベルの調整
が極めて容易な低消費電力型温度測定回路を有す
ることにより、極めて緻密で精度の高い温度補償
を行なうことのできる温度補償付電子時計を提供
することである。

以下、図面に従つて、本発明の構成と動作につ
いて説明する。

第１図は、本発明の電子時計の基本的構成を示
すブロツク図である。１は２次温度特性を有する
水晶発振回路、２は分周回路、３は時刻表示機構
を駆動するための信号を作成する表示駆動回路、
２０は前記表示駆動回路３の出力信号により時刻
の表示を行なう表示機構、４０は前記水晶発振回
路付近の温度を検出し、デジタル数値の形で温度
情報を出力する温度情報発生回路、５０は前記温
度情報に基づいて前記水晶発振回路１あるいは前
記分周回路２の周波数を補正し、前記水晶発振回
路１の２次温度特性の温度補償を行なう周波数補
正回路である。

さらに、前記温度情報発生回路４０は、温度に
依つて出力信号周波数が変化する温度検出回路４
１と、前記温度検出回路４１の出力信号周波数又
は周期を前記水晶発振回路１の出力信号を基準に
して数値化し、温度変化に伴つて変化する数値情
報を出力する数値化回路４２と、前記数値情報の
温度勾配を論理回路によつてデジタル的に調整す
るための温度勾配調整回路４３と、前記数値情報
の温度特性のオフセツトを論理回路によつてデジ
タル的に調整するためのオフセツト調整回路４４
と、さらに、前記温度勾配調整回路４３のための
勾配調整値及び前記オフセツト調整回路４４のた
めのオフセツト調整値を記憶しておく設定値記憶
回路４５とから成つている。

上記構成の動作を説明すると、分周回路２が水
晶発振回路１の発振信号を分周して計時単位信号
を含む低い周波数の信号群を作成し、表示駆動回
路３が前記信号群の合成により時刻表示信号を作
成して表示機構２０を駆動する時計としての通常
の動作と、周波数補正回路５０が温度情報発生回
路４０からの温度情報を参照の上分周回路２から
の信号群を用いて周波数補正信号を合成し、水晶
発振回路１あるいは分周回路２の周波数補正をす
る温度補償動作と、温度情報発生回路４０によつ
て欠間的に行なわれる温度測定動作とがある。

前記温度測定動作及び温度補償動作は本発明に
係わるものであるから、図面を用いて、さらに説
明する。

第２図は、温度情報発生回路４０によつて行な
われる温度測定から温度情報の作成までの一連の
動作を示す温度特性図である。

第２図１は前記温度情報発生回路４０の有する
温度検出回路４１の温度特性を示す特性図で、縦
軸は発振周期τを表わしている。第２図２は数値
化回路４２によつて前記発振周期τを数値情報に
変換した様子を示し、破線は理想の温度情報の温
度特性を表わしている。理想の温度情報とは、理
想的な温度補償を行なうために周波数補正回路５
５０が必要としている温度情報であり、前記周波
数補正回路５０の論理構成と水晶発振回路１の温
度特性によつて決まるものである。第２図３は勾
配調整回路４３によつて第２図２の数値情報の温
度勾配が調整され、理想的温度情報に近づいた様
子を表わしている。第２図４は、第２図３の数値
情報がオフセツト調整回路４４によつて全温度領
域にわたつて平行移動し、理想の温度情報に一致
したときの様子を表わしている。この一連の温度
測定動作は、例えば30秒以上の比較的長い周期の
欠間動作となるように制御される。

一方、周波数補正回路５０による前記温度補償
動作は連続的に行なわれ、前記温度情報発生回路
４０からの温度情報が常時あるいは比較的短かい
周期で参照される。このとき前記周波数補正回路
５０は前記温度情報を用いて２次関数を作成し、
水晶発振回路１あるいは分周回路２に対して周波
数補正を行なうのである。

上記のように、本発明の温度補償付電子時計
は、温度によつて発振周波数が変化する温度検出
回路４１の出力信号を数値化回路４２、勾配調整
回路４３、オフセツト調整回路４４により適正な
温度情報に変換し、周波数補正回路５０によつて
前記温度情報を変数とする２次関数を作成した上
で、水晶発振回路１の温度補償を行なうものであ
り、さらに量産における前記温度検出回路４１と
水晶発振回路１のバラツキを吸収するために前記
勾配調整回路４３、オフセツト調整回路４４に対
して調整用の設定値を供給する、外部設定可能な
設定値記憶回路４５を有するものである。

第３図は、第１図に示した本発明の電子時計の
基本構成に基づいた実施例を示す回路ブロツク図
で、第１図の数値化回路４２とオフセツト調整回
路４４に同一の回路を用いた実施例である。

水晶発振回路１、分周回路２、表示駆動回路
３、表示機構２０、周波数補正回路５０は第１図
と同様である。温度情報発生手段としての温度測
定回路４は、温度検出手段である感温発振器７
と、勾配調整手段であるゲート信号カウンター８
と、該ゲート信号カウンター８からの信号と前記
分周回路２からの信号Pxとを入力信号とするゲ
ート回路２２と、該ゲート回路２２の出力信号を
入力信号として動作する数値化手段兼オフセツト
調整手段としての比較カウンター９と、前記ゲー
ト信号カウンター８に対して勾配調整値Ａ、前記
比較カウンター９に対してオフセツト調整値Ｂを
与える設定値記憶手段としての記憶回路Ｍとによ
り構成されている。

第４図は、第３図に示した電子時計の温度測定
回路４の構成をより詳しく示す回路ブロツク図で
あり、第３図と異なる点は、前記温度測定回路４
に比較カウンター９の最終値を記憶する温度レジ
スタ１０と、温度測定動作を時系列制御する制御
部６とを追記したこと、及び、周波数補正手段を
前記温度測定回路４からの温度情報に基づいて水
晶発振回路１の発振周波数を直接制御する方式を
採用した場合に用いる補正信号合成回路５とした
ことである。また、第３図のゲート回路２２の機
能は制御部６に含まれている。

８ａはゲート信号カウンタ８に対して計数すべ
き数値Ａすなわち勾配調整値を与えるための第１
数値情報記憶部であり、９ａは比較カウンタ９に
対してあらかじめセツトしておくべき数値Ｂすな
わちオフセツト調整値を与えるための第２数値情
報記憶部であつて、本実施例に於いては同一IC
内の記憶回路Ｍにて設定値記憶手段を構成してい
るが、ICチツプ外に設けられた選択接続パター
ンを用いることもできる。

上記構成の温度補償動作について説明すると、
温度測定回路４が行なう温度測定は、制御部６に
設けられた後述のタイマーにより動作の時間間隔
が定められており、温度測定すべき時間がくる
と、まずゲート信号カウンタ８及び比較カウンタ
９にそれぞれ数値Ａ及びＢがセツトされ、次にゲ
ート信号カウンタ８には感温発振器７を信号源と
する周期τの信号が入力され、比較カウンタ９に
は水晶発振器１を信号源とする分周回路２からの
周波数fcの信号Pxが入力される。

さらに、比較カウンタ９はカウント内容がＢの
状態から計数動作を開始し、ゲート信号カウンタ
８と丁度同じ期間だけ動作するように制御部６に
よつて制御され、ゲート信号カウンタ８が周期τ
の信号をＡ個計数し終えた時、すなわちＡ×τ秒
後に停止する。この間、比較カウンタ９は何回か
オーバーフローするが、最後に残つた値が温度情
報Ｔとなり、制御部６によつて最適なタイミング
で温度レジスタ１０に転送され記憶される。

この結果得られる温度情報Ｔは、次の式で表わ
すことができる。

Ｔ＝Ａ×τ×fc＋Ｂ−2l×ｍ ｌは比較カウンタ９のビツト数を示し、ｍはオ
ーバーフローの回数を示している。

第５図は、温度測定回路４の温度特性を示す特
性図で、第５図ａは、感温発振器７の信号の周期
τを示すグラフで、縦軸は時間、横軸は温度であ
る。第５図ｂは、縦軸に温度レジスタ１０に転送
される比較カウンタ９の計数値Ｔを示したもので
ある。第５図ａに示されるように、本発明の感温
発振器７の発振周期τは全温度領域に渡つてほぼ
一定の傾斜をもつた直線であり、50℃での周期は
０℃での周期に対して約35％長くなるという実験
結果を得ている。

この温度係数は、感温発振器７を構成する
FETの不純物濃度に依存しているが、製造上の
不安定要因によつて、周期の絶対値と共に若干の
バラツキを生じる。このバラツキを修正して、バ
ラツキの無い温度情報Ｔを得るために、先に説明
した記憶回路Ｍによつて与えられる第１の数値
Ａ、及び第２の数値Ｂにより温度測定回路４の調
整ができるようになつているのである。

調整用の設定値がＡ、Ｂの２種類で済むのは、
前述の如く感温発振器７の直線性が良いためであ
り、この直線性が良いことは本発明の実施例にお
ける電子時計の温度補償精度向上に大きく貢献し
ているだけでなく、周囲温度を測定するためのデ
ジタル回路を簡素化する上にも役立つている。

第５図ｂは、比較カウンタ９から温度レジスタ
１０に転送される温度情報値Ｔ、具体的には複数
ビツトのパラレル出力信号の温度変化を表わして
おり、オーバーフローによつてオールゼロに複帰
する様子も点線で示してある。最大値は、比較カ
ウンタ９をｌピツトとすれば、2l−１となり、温
度特性も2lステツプの階段状となるが、図では直
線で示してある。すなわち、先に示したＴの式に
は整数化関数を導入することが必要であり、書き
直すと次のようになる。

Ｔ＝〔Ａ×τ×fc〕＋Ｂ−2l×ｍ “〔 〕”は整数化を意味している。

また、前述の感温発振器７の発振周期τの温度
特性は、先の説明のようにほぼ直線と考えて良い
ので、次の式で表すことができる。

τ＝α×θ＋τ_p ただし、θは温度で、τ_Oは０℃での周期τを表
わし、αは温度係数を表わしている。したがつて
温度情報値Ｔは次のようになる。

Ｔ＝〔Ａ×fc×（α×θ＋τ_O）〕 ＋Ｂ−2l×ｍ 第６図は、本発明の第４図に示す温度測定回路
４の具体的な回路図であり、制御部６の内部から
説明すると、６ａは計時単位信号例えば１秒ある
いは２秒信号を所定個カウントする毎にネガテイ
ブエツジ信号を発生するタイマーで、６ｂは前記
信号を反転してポジテイブエツジに変えるインバ
ータ、６ｃ，６ｄは２Hzの反転信号２Hzと前記イ
ンバータ６ｂの信号を入力信号とするラツチ回路
を構成するNANDゲート、６ｅは前記NANDゲ
ート６ｃの出力信号と前記インバータ６ｂの出力
信号を入力信号としてワンシヨツト信号Poを出
力するANDゲート、６ｇは前記ANDゲート６ｅ
の信号Poのネガテイブエツジによつてトリガー
させてセツトされるフリツプフロツプ（以後、
FFという。）、６ｈは、後述の信号S₂とS₃及び512
Hz信号の反転信号と前記FF６ｇの反転信号とを
入力信号とするNORゲート、６ｉと６ｊは前記
NORゲート６ｈの出力信号のネガテイブエツジ
でトリガーされるデータタイプのFF（以後、Ｄ−
FFという。）で、Ｄ−FF６ｉはＤ−FF６ｊの反
転信号をＤ−FF６ｊはＤ−FF６ｉの信号をデー
タとしている。

６ｋ，６ｌ，６ｍは前記Ｄ−FF６ｉ，６ｊの
出力信号からシーケンシヤルな制御のための信号
を作るNORゲートで、それぞれシーケンス信号
S₁，S₂，S₃を出力する。

６ｒ，６ｓは前記信号S₁と512Hz信号のインバ
ータ６ｔによる反転信号とを入力信号とするラツ
チ回路を構成するNANDゲートで、６ｑは前記
信号S₁と前記NANDゲート６ｓとの論理積をと
つて信号S₁′を出力するANDゲート、６ｐは前記
信号S₂をデータ、感温発振器７の出力信号Pτを
クロツクとして、信号S₂′を出力するＤ−FFであ
る。

６ｆは、FF６ｇとＤ−FF６ｉ及びＤ−FF６
ｊをリセツトするためのORゲートで、本実施例
ではタイマー６ａの内部の1/4Hz矩形信号と時計
リセツト信号Ｒを入力信号としている。

ゲート信号カウンタ８は、感温発振器７の信号
Pτと制御部６からの信号S₂′との論理積信号を作
るANDゲート８ｂと、前記論理積信号をクロツ
ク信号とし、制御部６からの信号S₁，S₁′をそれ
ぞれプリセツトイネーブル信号、プリセツト信号
として記憶回路Ｍからの値Ａを続み込み、この値
が０になるまでダウンカウントするプリセツトタ
ブル・ダウン・カウンタ８ｃとから成り、前記カ
ウンタ８ｃはカウントを終了するとエンドバルス
P_ENDを発生し、制御部６に送る。

比較カウンタ９は、分周回路２からの8KHz信
号Pcと制御部６からの信号S₂′との論理積信号を
作るANDゲート９ｂと、前記論理積信号をクロ
ツク信号とし、制御部６からの信号S₁，S₁′をそ
れぞれプリセツト・イネーブル信号、プリセツト
信号として記憶回路Ｍからの値Ｂを続み込み、こ
の値からスタートしてクロツク信号が止まるまで
カウントをつづけるプリセツタブル・カウンタ９
ｃとから成り、各桁の出力はバスラインで温度レ
ジスタ１０に接続されている。

温度レジスタ１０は、比較カウンタ９と同じ桁
数のラツチ回路で、制御部６からの信号S₃がラツ
チタイミング信号として端子φに供給されてい
る。

感温発振器７は、スイツチ入力端子SWにハイ
レベル信号が入力されている間だけ発振動作し、
この端子SWは、制御部６のＤ−FF６ｉに接続さ
れており、発振信号Pτは、ゲート信号カウンタ
８と制御部６に送られる。

動作の大筋は第４図のブロツク図で説明した通
りであるが、シーケンス信号はS₁，S₂，S₃の順に
出力され、S₁の立上りは、タイマー６ａの出力信
号から約0.25秒遅れるようになつており、信号Po
はそのために作られている。

この理由は、本実施例が、指針表示式電子時計
用の回路であるためで、モーター駆動のタイミン
グを避けて温度測定するようになつているのであ
る。信号PoによつてFF６ｇがセツトされると、
512Hz信号がＤ−FF６ｉ，６ｊにクロツク信号と
して入力されるようになり、さずＤ−FF６ｉが
セツトされる。このときシーケンス信号S₁が立
ち、同時に感温発振器７が発振を始め、ゲート信
号カウンタ８及び比較カウンタ９がプリセツトイ
ネーブル状態となる。

次に、S₁が立下がつた瞬間に、記憶回路Ｍに記
憶されている値Ａ、Ｂがそれぞれプリセツトされ
る。次の512Hz信号でＤ−FF６ｉ，６ｊが共にセ
ツトされ、S₁が下がつてS₂が立上がる。このとき
には、感温発振器７の発振は十分に安定した状態
となり、発振信号PτによつてＤ−FF６ｐがセツ
トされることによりS₂′が出力され、ゲート信号
カウンタ８と比較カウンタ９に同時にクロツク信
号が入力される。

比較カウンタ９のクロツク信号はPτであり、
ゲート信号カウンタ８のクロツク信号はPxすな
わち本実施例では8192Hz信号である。

この状態は、S₂がNORゲート６ｈに入力され
ることにより512Hz信号を止めているため、ゲー
ト信号カウンタ８からエンドパルスP_ENDが出力さ
れてS₂信号が立下がるまで続く。

比較カウンタ９がPτをＡ個数えるとエンドパ
ルスP_ENDが出力され、制御部６のＤ−FF６ｐを
リセツトしてS₂′が下がりANDゲート８ｂ，９ｂ
を閉じるため、ゲート信号カウンタ８へのクロツ
ク信号が止まるとともに、NORゲート６ｌにも
P_ENDが入力されてS₂も下がり、NORゲート６ｈ
が開くため再び512Hz信号がＤ−FF６ｉ，６ｊに
印加されるようになる。そして次の512Hz信号で
Ｄ−FF６ｉがリセツト状態Ｄ−FF６ｊがセツト
状態となり、NORゲート６ｍの出力信号S₃が立
上がる。

このとき、すでに比較カウンタ９には温度情報
Ｔが入つている訳であるが、信号S₃が立下がつた
ときに温度レジスタ１０に転送される。

信号S₃は、S₂と同様にNORゲート６ｈに入力
されているため512Hz信号を止めて、シーケンス
制御を停止する。この状態は、タイマー６ａの内
部からの1/4Hz矩形信号がORゲート６ｆを通つ
て、FF６ｇとＤ−FF６ｉ，６ｊをリセツトして
S₃を立下げるまで続き、このリセツトが行なわれ
るのはタイマー６ａがインバータ６ｂが立下がり
信号を送つてから２秒後、信号Poからは1.75秒後
であり、このタイミングは、後述の補正信号合成
回路５の補償サイクルに合わせるためのものであ
る。

なお、NANDゲート６ｃに時計リセツトの反
転信号Ｒが入力されているのは、リセツト解除直
後に温度測定動作をさせるためである。また、ゲ
ート信号カウンタ８は、ダウンカウンタを用いず
とも、一致回路を用いれば所定の個数をカウント
する機能を持ち得ることは勿論である。

第７図は感温発振器７の構成を示すブロツク図
で、７ａは電源電圧変動に対しては安定で周囲温
度に従つてその出力電圧V_Rが直線的に変化する
感温型定電圧回路、７ｂは前記出力電圧を電流に
変換する電圧電流変換回路、７ｃは前記電圧電流
変換回路７ｂに直列に接続されたリング発振器、
７ｄは発振信号の波形整形回路、７ｅは発振周期
を適当な長さにする分周回路、７ｆは前記各回路
の電源を入れるためのスイツチ用インバーターで
ある。スイツチ用インバータ７ｆはｎチヤンネル
側のトランジスタのON抵抗を低く作つてあり、
ゲートにハイレベル信号が印加されると、感温型
定電圧回路７ａ、電圧電流変換回路７ｂ及び波形
整形回路７ｄの動作電流が通るように働く。この
スイツチ用インバータ７ｆはｎチヤンネルFET
のみでもよい。リング発振器７ｃの発振周期は電
流に依存し、電流は電圧電流変換回路７ｂに用い
られているｎチヤンネルFETのしきい値電圧
（以後、V_THという。）と前記感温型定電圧回路７
ａの出力電圧V_Rの差に依存し、この差は温度に
依存する。

すなわち、高温になる程、前記V_THとV_Rとの差
が小さくなるため、電流も小さくなり、発振周期
が長くなる。この発振周期の温度特性ついてはす
でに説明したが、受温付近での周期をロジツク設
計段階で、適当な値に近づけておくために分周回
路７ｅを設けており、その出力信号周期をτと定
義している。

第７図は第６図の電子時計の構成を詳細に示す
回路図である。感温型定電圧回路７ａは、拡散抵
抗と電界効果トランンジスタで成る電圧抑圧回路
６段による構成となつており、ゲートとドレイン
を接続した電界効果トランジスタをツエナーダイ
オードに似た２端子素子として用いて定電圧を得
る方法が基本となつている。

ただし、第１段７１だけは、Ｐチヤネル電界効
果トランジスタP₁と拡散抵抗R₁との分圧回路構
成となつているため電源電圧変動の影響を受け易
いので、ゲートとドレインの間に拡散抵抗R₁′を
挿入してドレイン・ソース間電圧の定電圧性を高
めている。

第２段以後７２，７３，７４，７３′，７２′は
いずれもソースフオロア接続の電界効果トランジ
スタP₂，N₃，P₄に対して、ゲートとドレインを
接続した電界効果トランジスタN₂，P₃，N₄，
N₄′を直列接続して定電圧を得るように構成され
た電圧抑圧回路である。

第５段７３′、第６段７２′はそれぞれ第３段７
３、第２段７２と同じものである。

また、各段のソースフオロア回路によつて電流
が絞られることにより、これに直列接続された２
端子素子としての電界効果トランジスタに発生す
るそれぞれの段の出力電圧は、段を重ねる毎に定
電圧性が良くなつていくが、次第に減衰して閾値
電圧に近づいていく。

この閾値電圧は負の温度係数をもち、温度の上
昇とともに低くなつていくことは言うまでもない
が、高温に於ても前記出力電圧をある程度高く保
ち、かつ定電圧性をも良好に保つために第４段７
４のソースフオロア回路に対しては２個の電界効
果トランジスタN₄，N₄′を直列接続して昇圧を行
なつて、第５段以後に流れる電流を増やしてい
る。この第４段７４は別の目的として温度特性の
増巾作用も持つており、具体的には、電界効果ト
ランジスタ２個分の閾値電圧が第４段の出力電圧
として出力されるのであるから、その温度特性の
勾配も約２倍となり、この結果、第４段７４は温
度の上昇とともに第５段７３′の電流を絞つてい
く傾向が強調され、第５段７３′、第６段７２′を
経て出力される電圧V_Rは、温度の上昇とともに
閾値電圧に近づいていく傾向をもつのである。

このようにして得られたV_Rの温度特性は、電
源電圧変動の影響をほとんど受けずに温度変化の
みに応答して変化し、その温度に対する勾配は第
６段７２′に用いられている電界効果トランジス
タ１個分の閾値電圧の温度特性に依存したもので
ありながら、特に第４段７４の効果によつて閾値
電圧の温度特性よりも若干急勾配となつているの
である。

なお、拡散抵抗R₂，R₃，R₄は正の温度係数を
もつているため、温度の上昇とともに電流を絞る
傾向にあり、前記第４段７４と同様、温度の上昇
とともに出力電圧を閾値電圧に近づけていく効果
があるが、実験によれば、貢献度はあまり高くは
ない。

電圧電流変換回路７ｂは、感温型定電圧回路７
ａの出力電圧V_Rを電流に変換するために備けら
れているが、単に電流を流すのではなく、V_Rの
温度による変化を電流の変化に変換しなければな
らない。ここでＮチヤネル電界効果トランジスタ
N₇の閾値電圧の持つている温度特性が問題とな
り、もしV_Rの温度特性と同じであれば、ゲート
電圧であるV_R閾値との差が温度によつて変わら
ないので前記電流が温度によつて変化しなくなつ
てしまう。

しかし、本発明に於ては、温度検出装置全体を
同一集積回路チツプ上に構成するので、前記感温
型定電圧回路７ａに用いられる電界効果トランジ
スタの特性と前記電圧電流変換回路７ｂに用いら
れる電界効果トランジスタの特性を同じに作り込
むことは容易に行えるため、前述したV_Rの温度
特性が閾値よりも急勾配になるように前記感温型
定電圧回路７ａを構成したことの意味が生かさ
れ、第９図に示すＮチヤネル電界効果トランジス
タN₇の閾値電圧V_THとV_Rの関係が図のような状
態に保たれるのである。

この第９図からわかるようにＶTHとV_Rとの差
V_R−V_THが温度によつて直線的に変化し、電解効
果トランジスタN₇のドレイン電流はこれによつ
て温度特性が決まり、さらにソースフオロア抵抗
R₇によつて若干の調節が可能となつている。

発振回路７ｃは、Ｐチヤネル電界効果トランジ
スタとサブストレート及びソースが共に電圧電流
変換回路７ｂのドレインに接続されたＮチヤネル
電界効果トランジスタとにより構成された３組の
インバータ７５，７６，７７がそれぞれ内蔵した
拡散抵抗R₈とコンデンサーC₈による遅延回路を
介して、リング状に連らなつたリング発振器であ
る。本実施例では３連のリング発振器を採用して
いるが、３連でなくても、３以上の奇数であれば
良いのは勿論であり、又リング発振器に固執する
必要はなく、特性として大きな電流依存性を有す
る発振回路であればよい。

又、本実施例は、第８図からもわかるように温
度の上昇と共に電流を絞つていくように構成され
ており、発振回路７ｃの発振周期は温度が上昇す
るに連れて長くなり、発振振巾は小さくなつてい
くため、波形整形回路７ｄも温度変化に対応でき
るものである必要があり、第７図７ｄのように
V_Rをゲート電圧とするＮチヤネル電解効果トラ
ンジスタN₉をプルダウン抵抗のように用いて、
前記発振回路７ｃの出力信号をゲート入力とする
Ｐチヤネル電界効果トランジスタP₉により増巾
し、電解効果トランジスタP₁₀，N₁₀によるイン
バータを介して出力するようになつている。以上
のように本発明の感温発振部２は、発振回路の電
流特性を利用したものであり、この電流に対して
適切な温度特性を与えるために電解効果トランジ
スタと拡散抵抗とで構成された温度検出回路１３
及び電圧電流変換回路１４を用いたことにより特
徴付けられるものである。

このように、本発明の感温発振器７は、特別な
感温素子を用いることなく、従来技術の組み合せ
によつて実現されたものであるが、その性能は少
なくとも−20℃から＋80℃までの温度領域に於て
温度にほぼ比例した発振周期が得られ、消費電流
も5μA以下に抑えることができ、しかも温度測定
回路４の制御部６によつて間欠動作されるため消
費電流は実用上無視できる範囲にまで減らすこと
ができる。

例えば、電子腕時計に於いて様々な目的に温度
情報を利用するとしても30秒に１回測温すれば実
用上十分と考えられ、１回の測温につき感温発振
器７が動作する時間は0.1秒もあれば良いので、
平均の消費電流は0.017μA以下に抑えることがで
きるのである。また、その感度は、常温時の発振
周期を基準にすると、１℃当たりの周期変化率
は、4000〜8000ppmという大きな値となるためか
なりの分解能を要求される場合にも良好な温度検
出動作が期待できるものである。

次に、感温発振器７を備えた温度測定回路４
の、２つの設定値Ａ、Ｂによる調整機能について
説明する。

ここで、仮りに、０℃においてＴ＝０、50℃に
おいてＴ＝500という値を示す温度測定回路にし
たい場合、すなわち、0.1℃の分解能の温度計を
構成する場合を考えてみる。感温発振器７の特性
は、例えばα＝5μsfc／℃、τ_O＝650μsfcで、回路
構成は、fc＝8192Hz、ｌ＝９ピツトとなつている
とすれば、Ａを244にＢを237に設定しておくこと
により、 Ｔ＝〔9.994×θ＋1299.3〕＋237−512×ｍ という特性の温度測定回路が得られ、20℃のとき
は、Ｔ＝200となり、これに小数点を付せば
“20.0”と表示することができ、同様に40℃のと
きは、Ｔ＝400となり、やはり小数点を付ければ
“40.0”と表示することができる。

勿論、電子腕時計に温度計を付加する場合に
は、これ程の分解能は必要ないと思われ、測定温
度範囲を広げて能力をアツプしたり、比較カウン
タ９及び温度レジスタ１０のピツト数を減らして
回路を簡単にすることもできる。また温度レジス
タ１０の最上位桁（以後、最上位桁をMSB、最
下位桁をLSBという。）を用いて符号の表示をす
ることもできる。

すなわち、先の例において、Ａ＝122、Ｂ＝119
と設定しておけば Ｔ＝〔4.997×θ＋649.6〕＋119−512×ｍ という特性の温度測定回路が得られる。

このとき、25℃でのＴは381となり、 MSBを除く８ピツトをデコードした値をｎと
すれば、ｎ＝381−256となり、ｎ＝125である。
これを２倍して小数点を付けて表示すれば
“25.0”となる。また−10℃のときは、Ｔ＝206と
なり、MSBを除いても同じでｎ＝206であるがこ
のとき、MSBが０であることを認識して256−ｎ
の演算を行なう回路が働くようにしておくことに
より、n′＝50という値が得られ、これを２倍して
負号と小数点を付けて“−10.0”という表示がで
きるのである。

あるいは、MSBが０であることを認識して負
号を付けると同時に、MSBを除く８ピツトを反
転させたのちデコードするようにしておくことに
よつてn′＝49という値を得ることができ、やはり
２倍して負号と小数点を付ければ“−9.8”とい
う表示ができる。このように本発明の温度測定回
路４は温度計として応用することもできる。

第１図の実施例では、水晶発振回路の温度補償
のために利用されているが、他に、、表示装置の
温度補償等にも利用できるものであり、電子時計
の機能を飛躍的に発展させ得るものである。

次に、本実施例のような、水晶発振回路１の温
度補償に利用する場合の設定値Ａ及びＢの条件を
考えるために、本実施例の補正信号合成回路５に
ついて説明する。

第１０図は、第４図に示す電子時計の補正信号
合成回路５と分周回路２の具体的構成を含むブロ
ツク図で、分周回路２は初段分周器１１とそれに
続く第１分周器１２とさらにそれに続く第２分周
器１３とから成り、補正信号合成回路５は温度レ
ジスタ１０からの温度情報Ｔと前記第１分周器１
２とを比較して温度情報Ｔに応じたパルス巾の信
号を出力する第１比較器１５と、やはり温度レジ
スタ１０からの温度情報Ｔと前記第２分周器１３
とを比較して温度情報Ｔに応じたパルス巾の信号
を出力する第２比較器１４と、前記比較器１４，
１５からの信号と前記温度レジスタ１０からの温
度情報の一部とから周波数補正信号Pcを合成し
出力するパルス合成部１６とから成つている。

水晶発振回路１は、周波数切換用の入力端子を
もつており、前記パルス合成部１６から印加され
た信号が論理値“１”か“０”かによつて、周波
数が切り換えられるようになつている。

具体的には後述するごとく発振容量の一部をス
イツチによつて切換える方法を採つている。

また、温度レジスタ１０の温度情報値Ｔを８ビ
ツトとすると、MSBを除く７ピツトが前記両比
較器１４，１５に印加され、MSBだけは直接パ
ルス合成部１６に印加されるようになつており、
したがつて第１比較器１５、第２比較器１４及
び、第１分周器１２、第２分周器１３は、いずれ
も７ビツト構成になつている。

第１１図は、補正信号合成回路による発振回路
の切換動作を説明する回路図であり、水晶発振回
路１は、32768Hzの水晶振動子１ａ、発振インバ
ータ１ｂ、安定化抵抗R₁、負帰還抵抗R₂、入力
側発振コンデンサーCin、出力側発振コンデンサ
ーCoutの他に、スイツチ１ｃとこれによつて切
換えられるスイツチングコンデンサーCswにより
構成されている。

初段分周器１１は２個のFFから成り、第１及
び第２分周器１２，１３は７個のFFから成つて
おり、各FFの出力は各々第１比較器１５及び第
２比較器１４に接続されている。

第１比較器１５は、分周器側の入力信号７ビツ
トF₀〜F₆のうちのMSBF₆のネガテイブエツジに
よりトリガーされて立ち上がるFF１５ｂと、温
度レジスタ１０からの信号７ビツトT₀〜T₆と前
記分周器側の入力信号とを比較して一致信号を出
力し、前記FF１５ｂをリセツトする一致回路１
５ａにより構成されており、第２比較器１４も、
FF１４ｂと一致回路１４ａによる全く同じ構成
となつている。

パルス合成部１６は、温度レジスタ１０の
MSBT₇と第１比較器１５及び第２比較器１４の
出力パルスP₁及びP₂とを入力信号とするANDゲ
ート１６ｂ及びNORゲート１６ｃ、前記両ゲー
トの信号を入力信号とするORゲート１６ａによ
り構成されている。

次に上記補正信号合成回路５の動作を説明する
と、温度レジスタ１０の下位７ビツトT₀〜T₆が
示す値をｎとし、第１分周器１２のLSBF₀の信
号周期を１としたとき、両比較器１５，１４の出
力パルスP₁、P₂の周期は、それぞれ128、16384
であり、信号波形のデユーテイーすなわち、周期
に対する論理“１”の時間割合は共にｎ／128で
ある。

パルス合成部１６は、温度レジスタ１０の
MSBT₇が論理“１”のときは、NORゲート１６
ｃの出力を“０”に固定し、ANDゲート１６ｂ
からP₁とP₂の論理積信号P₁・P₂を出力し、ORゲ
ート１６ａを通過して水晶発振回路１のスイツチ
１ｃに印加するように構成されている。

このとき、スイツチ１ｃに印加される信号を補
正信号Pcとすると、この信号Pcが16384の期間中
に論理“１”である時間はn²であり、時間割合
（以後、補正率という。）は次のようになる。

＝n²／16384 一方、T₇が論理“０”のときは、ANDゲート
１６ｂの出力を“０”に固定し、NORゲート１
６ｃからはP₁の反転信号₁とP₂の反転信号₂と
の論理積信号₁・₂を出力し、ORゲート１６′
ａを通してスイツチ１ｃに印加するように構成さ
れている。このとき、補正信号Pcは、論理“１”
である時間が（128−ｎ）²となる。ただし、前記
ｎは、温度レジスタ１０の８ビツトの温度情報値
Ｔと次の関係にある。

ｎ＝Ｔ （０≦Ｔ＜128） ｎ＝Ｔ−128（128≦Ｔ≦255） 従つて、補正率は次のようになる。

＝（Ｔ−128）²／16384 （０≦Ｔ＜255） このようにして、本発明の電子時計における補
正信号合成回路５は、温度情報Ｔを２次関数に変
換しているのである。

なお、補正信号Pcは、1/64秒間隔のパルス列
が続く期間と静止する期間とが交互に繰り返えす
波形となつており、パルス巾及びパルス列持続時
間とが温度情報によつて変化する。そして、静止
期間との繰返し周期は２秒となつており、２秒間
の平均歩度が時計の歩度を代表する。

次に、水晶発振回路１に補正信号Pcが印加さ
れたときの動作について説明する。

第１２図は、本発明の電子時計の温度特性図
で、第１２図ａは水晶発振回路１の温度特性、第
１２図ｂは補正信号Pcの論理“１”の時間割合
すなわち、補正率の温度特性、第１２図ｃはそ
の時の温度情報Ｔの温度特性を示している。

第１２図ａは、縦軸を周波数の相対偏差にとつ
たもので、水晶発振回路１の特性は図のように常
温に頂点温度を有する２本の２次曲線で表わされ
ている。すでに説明したように、水晶発振回路１
はスイツチングによつて２つの周波数をとり得る
ものであり、スイツチに印加される補正信号Pc
が“０”のときの周波数偏差がf_Lであり、“１”
のときの周波数偏差がf_Hである。

f_Lは頂点温度において偏差０に調整されてお
り、それに対してf_Hはほぼ均等に進みとなつてい
る。f_Lとf_Hとの差をf_SWとすると、f_L，f_Hは次の式
で表わされる。

f_L＝ａ×（θ−ZT）² f_H＝ａ×（θ−ZT）²＋f_SW なお、θは温度、ａは２次温度係数、ZTは頂
点温度である。

また、図中のf_Wは温度補償された結果の平均周
波数偏差であり、第２分周器１３のMSBの周期
内で平均した周波数偏差に等しい。

補正率は、f_Hで発振する時間割合と考えてよ
く、すでに説明したように、第１２図ｂのような
２次関数となる。このとき平均周波数偏差f_Wを式
にしてみると、 f_W＝f_L×（１−）＋f_H× となる。さらに、書き直すと f_W＝ａ×（ZT−θ）²＋f_SW×（Ｔ−128）²／16384 となり、これが０となることが理想であるから、
そのためのＴの条件を考えると、 となつたとき、f_W＝０となることがわかる。

すでに説明した温度測定回路４は、記憶回路Ｍ
に与える数値Ａ及びＢによつて、温度情報値Ｔの
温度特性が自由に選べるようになつているため、
f_W＝０となるようにＴの特性を合せ込むことは、
極めて容易である。そして、この合せ込み作業は
電子計算機による自動処理が極めて容易にでき
る。

次に前述の温度情報値Ｔを得るためのＡ及びＢ
を実際に計算しながら説明する。

前提条件としては、f_Lの頂点温度での偏差が０
になつていることと水晶発振回路１のスイツチ１
ｃを外部制御によつてON及びOFFの状態にそれ
ぞれ設定できること、及び感温発振器７の発振周
期τを測れるように出力端子を設けておくことで
ある。手順としては、温度特性の測定を行ない、
次に計算処理をして、Ａ、Ｂの設定をすることに
なる。

測定の温度は２点で行ない、第１の温度θ₁で
f_L1、f_H1、τ₁をデータとして取り込み、第２の温
度θ₂でf_L2、f_H2、τ₂を取り込む。この結果、f_SW1と
f_SW2が測定できるが、両者はほとんど同じである
からf_H1あるいはf_H2の測定は省略できるものであ
る。

ここで、第１の温度θ₁でf_L1を補正するための
補正率₁はf_L1／f_SW1であり、第２の温度θ₂での補正 率₂はf_L2／f_SW2でなければならない。すなわち、 ₁＝f_L1／f_{SW1 2}＝f_L2／f_SW2 ＝（Ｔ−128）²／16384であり、 ＴはＴ＝Ａ×fc×τ＋Ｂ−256×ｍ であるから f_L1／f_SW1＝（Ａ×fc×τ₁＋Ｂ−256×ｍ−128）²／1
6384 f_L2／f_SW2＝（Ａ×fc×τ₂＋Ｂ−256×ｍ−128）²／163
84 となり、θ₁＜ZT＜θ₂として、この連立方程式を
解けば、 Ａ＝128×（f_L1／f_SW1＋f_H1／f_SW1）／fc×（τ₂−τ
₁） Ｂ＝128f_L1／f_SW2−Ａ×fc×τ₂＋256m＋128 というようにＡ、Ｂが求められる。このＡ、Ｂを
設定したとき第１２図ｃのようなＴが得られ、し
たがつて第１２図ａのf_Wが得られる。

計算処理には温度θのデータを必要とせず、水
晶発振回路１と感温発振器７との関係を常温より
低い温度と高い温度で測定するだけで良く、従つ
て、温度を正確に知る必要も、正確な温度環境を
作り出す必要もない。

また他の方法として、水晶発振回路１の２次温
度係数のバラツキが小さいことと、感温発振器７
の温度変化率のバラツキが小さいことを利用し、
常温でのf_Lとf_Hとτを測定するだけで、計算処理
する方法もあるが、詳しい説明はするまでもない
と考える。

以上説明した補正信号合成回路５と水晶発振回
路１については、一実施例に過ぎず、本発明の温
度測定回路を利用した周波数温度補償のやり方は
数多く考えられ、場合によつては、温度レジスタ
１０は温度情報ＴではなくＴを２次変換した情報
を記憶するのに用いることも考えられる。

また、水晶発振回路１を直接補正するのではな
く、分周器に対してパルス挿入や間引きを行なつ
て補正する方法もあるし、また、温度情報Ｔを積
算し、ある程度大きな計時誤差例えば１秒あるい
は２秒になつた時、表示装置に対して補正を行な
う方法も考えられる。しかし、一般に普及してい
る電子時計用歩度測定器によつて短時間で平均歩
度が測れるという長所をもつことから、本明細書
では直接水晶発振回路１を補正する方式を実施例
とした。

なお、第１２図に示した本実施例の温度特性
は、ａ図f_Wのように温度補償領域外で急激に遅れ
方向になつていくが、これを避けて、温度補償領
域外ではf_W＝f_Hとすることは容易である。

例えば第１３図に示す温度特性図は、温度測定
回路４の比較カウンター９及び温度レジスタ１０
を１ビツト増設して９ビツトとし、さらに、補正
信号合成回路５のパルス合成部１６の構成を若干
変更した時の温度特性を示すものである。

第１３図ａで第１２図ａと異なるところは温度
補償領域外でf_W＝f_Hとなつていることであり、こ
れは第１３図ｂのように補正率との温度特性に
フラツトな領域を作つたことによる。

したがつて温度情報Ｔは第１３図ｃのように第
１２図ｃに比べて２倍の領域をカバーすることが
必要となつている。

第１４図は、第１３図の温度特性を実現するた
めの補正信号合成回路を含む回路図で、第１１図
におけるパルス合成部１６をゲートを追加してパ
ルス合成部１６′に変更した形の回路図となつて
いる。追加されたゲートはANDゲート１６ｄと
ORゲート１６ｅとインバータ１６ｆのみであ
り、ANDゲート１６ｄには、第１１図における
周波数補正信号Pcと、図示しないが１ビツト増
設された温度レジスタの９ビツト目からの信号
T₈が入力され、ORゲート１６ｅには、前記
ANDゲート１６ｄの出力信号と、前記T₈のイン
バータ１６ｆを介した信号が入力され、出力信号
が補正信号Pc′として水晶発振回路１に印加され
ることになる。

また、第１３図、第１４図に示した実施例は、
温度補償領域外の特性の改善を行なつたが、同様
に温度情報Ｔを９ビツトとして、温度補償領域内
の特性を改善することができるので説明する。

第１５図に示するは、第１１図、第１４図に示
した実施例の温度補償特性を縦軸方向に拡大した
特性図で、１図は頂点温度付近での特性を示し、
２図は温度補償領域全体について示したものであ
る。

このように、温度特性には不連続性があり、図
のように一点鎖線で示した巾の不連続段差が生じ
る。これは、デジタル回路による補償の宿命であ
るが、なるべく小さく抑えることが必要であり、
一致回路１４ａ，１５ａと第１及び第２分周器の
ビツト数７ビツトをそれぞれ増設してやれば、１
ビツトに付き温度分解能は２倍、不連続段差は２
分の１の割合で小さくすることができる。しか
し、単にこのようなビツト数の増設を行なえば、
２乗演算のサイクルタイムが長くなり２秒間の平
均歩度とが一致しなくなつて、２秒間で歩度を測
定することができなくなる。クロツク信号Pxを
8192Hzでなく16384Hzにしたとしても、８ビツト
の２乗を行なうには４秒もかかつてしまい、クロ
ツク信号を早めたために消費電流が増えるだけで
なく、歩度測定器による測定も迅速に行なうこと
ができない。

温度特性の不連続段差の巾を半分にするだけで
も、時計としての他の性能を損なうことになつて
しまうという上記の問題を解決する特殊な２乗回
路を持つた実施例を次に紹介する。

第１６図は、第１１図の実施例における第１比
較器１５及び第２比較器１４の有する一致回路１
５ａ，１４ａをそれぞれ１ビツトづつ増設して、
第１比較器１５″、第２比較器１４″とした場合の
回路図である。１ビツト増設された温度レジスタ
ー（図示せず）の最下位ビツトからの信号Toは、
前記１ビツト増設された一致回路１５″ａ，１
４″ａの最下位ビツトのデータ入力側に接続され
る。そして特殊なのは、比較器の第１ビツトに入
力される信号が、各分周器の手前の信号になつて
いることである。

すなわち、第１比較器15″の最上位ビツトに入
力される信号と、第２比較器１４″の最下位ビツ
トに入力される信号とは同じ64Hz信号となつてお
り、第２比較器１４″の最上位ビツトに入力され
る信号は第１１図と同じ1/2Hzとなつているので
ある。したがつて２乗演算は２秒間で終了するこ
とになる。この２つの比較器からの出力信号P₁′，
P₂′を合成して作られる信号P′cは、次の式で表わ
される補正率′を与える。

′＝（T′−256）²／65536（T′偶数のとき） ′＝｜（T′−256）²＋｜128−｜T′−256｜｜｜／65
536 （T′が奇数のとき） ただし、T′は９ビツトの温度情報である。

このときの、温度補償特性を、第１５図と同じ
座標軸上に示すと第１７図のようになる。

第１７図１のように温度分解能は２倍になり、
２図のように最大の不連続段差巾は、第１５図２
の２分の１となる。

また、第３図から第１７図で説明した実施例は
第１図に示した本発明の基本的構成に基づいた一
実施例であり、数値化手段とオフセツト調整手段
とを同一のカウンターによつて実現した例であつ
たが、この他にも、いくつかの実施例があるので
簡単に紹介する。

第１８図は第２の実施例における電子時計の基
本構成を示すブロツク図である。第３図と異なる
部分は、周波数補正回路５１の２乗変換方式が簡
単になつていることと、温度測定回路４′に、分
周回路２からの信号を設定値記憶回路Ｍの設定値
Ｂに従つて計数し、基準となるゲート信号を作成
する第２のゲート信号カウンター２４が追加さ
れ、第３図と同じゲート信号カウンター８からの
ゲート信号と前記基準ゲート信号との排他的論理
和をゲート回路２２に送るイクスクルースイブオ
ア２３が追加されていることである。また、比較
カウンター９２もプリセツトの必要が無いため簡
単な構成となる。この実施例の温度測定動作は、 Ｔ＝｜Ａ×τ×fc−B′｜ で表現できるものであり、第３図の実施例と異な
り、周波数補正回路５１の２乗変換は、（Ｔ−
128）²とする必要は無く、T²でよいことが特長で
あり、一方設定値Ｂは第３図の実施例の設定値Ｂ
よりも大きな値となり、それだけ第２のゲート信
号カウンター２４も大きな回路となるのが欠点と
いえる。

さらに、第１９図は、第３の実施例における電
子時計の基本構成を示すブロツク図である。第１
８図と異なる点は、第２のゲート信号カウンタ−
２４′に入力される信号を分周回路２からの信号
群と記憶回路Ｍからの設定値Ｂを入力とするレー
トマルチプライヤー２５により作成している点
と、前記第２のゲート信号カウンター２４′が設
定値Ａに従つて基準ゲート信号を作成するため、
ゲート信号カウンター８と全く同一の回路となる
点である。前記レートマルチプライヤー２５は、
比較的均一な間引きを行なう回路であり、その桁
数をｌとすれば、2l個のパルス列からＢ個のパル
スを選び出して出力する。

したがつて、その動作は、周波数を2l分のＢに
減ずると考えてよい。このような構成の温度測定
回路４″においては、ゲート回路２２に入力され
るクロツク信号に、分周回路２からの周波数fcの
信号をそのまま使用するか、あるいは前記レート
マルチプライヤー２５によつて2l分のＢの周波数
になつた出力信号を使用するかに依つて、温度測
定動作に違いがあり、それぞれに特長があるので
簡単に説明する。

イクスクルースイブオア２３で作成されるゲー
ト信号の時間的長さｔは次のようになる。

ｔ＝Ａ×（τ−2l／Ｂ×fc） これを、周波数fcのクロツク信号で数値化した場
合と、周波数fc×Ｂ／2lのクロツク信号で数値化し た場合の温度情報Ｔ及びT′はそれぞれ次のよう
になる。

Ｔ＝Ａ×（τ×fc−2l／Ｂ） T′＝Ａ×（τ×fc×Ｂ／2l−１） 前者は、オフセツト調整と勾配調整が完全に独
立しており、第３図に示した実施例において設定
値Ａを変更した勾配調整をやり直すと、オフセツ
トがずれ、設定値Ｂも変更しなければならないの
と異なつている。

そして後者は、τの製品毎のバラツキが絶対値
のみで、温度による変化率が安定している場合
に、設定値Ａを外部設定する必要がなくなり、マ
スクROM等によつて固定しても良い可能性があ
る。

以上説明した様に、本発明の温度補償付電子時
計における温度測定回路は、感温発振器からの温
度情報信号の温度勾配や絶対値のバラツキの補正
を単純なデジタル回路構成によつて行なつている
ため、MOS−ICに一体的にモノリシツク化する
ことが可能になるとともに、調整値が計算によつ
て正確に求められ、かつ、単純なデジタル設定が
可能なため、完全自動による調整が可能となつ
た。さらに、本発明の温度補償付電子時計は、上
記構成の温度測定回路により温度測定を極めて緻
密に行なうことができると共に、温度測定に要す
る電流消費は、平均0.02μA以下と極めてわずか
であり、また、補正信号合成回路が行なう温度補
償動作により極めて細かな周波数補正ができるた
め、小型薄形の高精度時計が実現できるものであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図、第３図、第４図、第１０図は本発明の
実施例における電子時計の基本構成を示すブロツ
ク図、第６図、第７図、第８図、第１１図、第１
４図、第１６図は本発明の実施例における電子時
計の要部回路ブロツク図、第２図、第５図、第９
図、第１２図ａ，ｂ，ｃ、第１３図、第１５図、
第１７図は、本発明の電子時計の動作を説明する
ための温度特性図、第１８図、第１９図は本発明
の電子時計の別の実施例を示すブロツク図であ
る。 ４……温度測定回路、５……補正信号合成回
路、６……制御部、７……感温発振器、８……ゲ
ート信号カウンタ、９……比較カウンタ、１０…
…温度レジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２次温度特性を有する水晶発振回路、該水晶
   発振回路の発振信号から、計時単位信号を含むよ
   り低い周波数の信号群を作成する分周回路、該分
   周回路の出力信号群を合成して表示駆動信号を作
   成する表示駆動回路、該表示駆動回路の出力信号
   により時刻を表示する表示機構および前記水晶発
   振回路付近の温度を検出して温度情報を出力する
   温度情報発生手段、前記温度情報に基づいて前記
   水晶発振回路の出力周波数の温度補正を行う温度
   補正回路を備えることにより、 前記水晶発振回路の温度特性に起因する前記計
   時単位信号の２次温度特性の温度補償を行なう電
   子時計に於いて、 前記温度情報発生手段は温度に依つて出力信号
   が略直線的に変化する感温発振器と、該感温発振
   器から出力される感温信号を計数してゲート信号
   を作成するゲート信号カウンターと、前記ゲート
   信号と前記分周回路からの分周信号とを入力とす
   るゲート手段と、該ゲート手段からの出力信号を
   入力信号として計数動作を行い温度情報を出力す
   る比較カウンターと、 前記ゲート信号カウンターに対して前記感温信
   号に対する勾配調整値Ａ、前記比較カウンターに
   対してオフセツト調整値Ｂを与える設定値記憶手
   段、 とにより構成されることを特徴とする温度補償付
   電子時計。