JPH0342008B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は受信機のAFC回路に係り、特に少な
くとも１個以上の局部発振器と周波数変換回路と
を用いて、入力高周波信号を中間周波信号に変換
して出力するに際し、局部発振器の出力局部発振
周波数を、所定の中間周波数が周波数変換回路か
ら高精度に得られるように自動周波数制御
（AFC）するAFC回路に関する。

従来の技術 従来の受信機のAFC回路は、中間周波信号が
供給されるAFC制御電圧発生回路の出力AFC制
御電圧を電圧制御型局部発振器に供給してその出
力局部発振周波数を、周波数変換回路よりの中間
周波信号が所定の中間周波数（以下IF周波数と
いう）で取り出されるよう可変制御する構成であ
つたが、中間周波信号の周波数の安定性はAFC
制御電圧発生回路のAFC制御電圧特性の周波数
精度及び温度特性により決定されていた。しか
し、AFC制御電圧発生回路に内蔵されている共
振回路はインダクタンス、キヤパシタンス又はこ
れらと等価な回路素子にて構成されているため、
その温度特性は悪く、広い温度範囲で安定に基準
のIF周波数を得ることは極めて困難であり、ま
た仮に温度変動が極めて微小であつても、上記の
共振回路の共振周波数を基準のIF周波数に高精
度で一致させるための調整が必要であるが、その
ような調整は不可能に近く、基準のIF周波数に
対して1000ppm（ppm＝10^-6）程度の大なる誤差
が生じるのが普通であつた。

そこで、本出願人は先に特願昭59−235494号に
て上記の欠点を除去した受信機のAFC回路を提
案した。第４図はこの本出願人の提案になる受信
機のAFC回路の一例のブロツク系統図を示す。
同図中、入力端子１には受信機により受信された
高周波信号が入来し、これにより周波数変換回路
２に供給され、ここで局部発振器を構成している
電圧制御発振器（VCO）３の出力局部発振周波
数との差分又は和分の周波数に変換されて所定
IF周波数の中間周波信号となる。この中間周波
信号はスイツチ回路４の端子４ａに加えられる一
方、出力端子５へ出力される。スイツチ回路４は
端子４ｂに基準周波数発生回路６よりの基準IF
周波数が供給されており、切換パルス発生回路７
よりの切換パルスにより、端子４ａの入力中間周
波信号と端子４ｂの入力基準IF周波数とを交互
に選択出力してAFC制御電圧発生回路８に供給
する。

AFC制御電圧発生回路８は零点制御電圧入力
端子９を有しており、また変曲点周波数_Lよりも
低い入力信号周波数に対してはハイレベルの
AFC制御電圧を発生出力し、変曲点周波数_Hよ
りも高い入力信号周波数に対してはローレベルの
AFC制御電圧を発生出力し、更に上記変曲点周
波数_Lと_Hとの間に基準IF周波数が位置する特性
に選定されている。このAFC制御電圧発生回路
８の出力AFC制御電圧はスイツチ回路１０の共
通端子１０ｃに加えられる。スイツチ回路１０は
切換パルス発生回路７よりの切換パルスにより、
スイツチ回路４と連動して端子１０ａ及び１０ｂ
に交互に切換接続される。すなわち、スイツチ回
路１０は、スイツチ回路４が端子４ａの入力中間
周波信号を選択出力する期間は端子１０ａを介し
てホールド回路１１へAFC制御電圧を選択出力
し、スイツチ回路４が端子４ｂの入力基準IF周
波数を選択出力する期間は端子１０ｂを介してホ
ールド回路１２へAFC制御電圧を選択出力する。

ホールド回路１１及び１２は平滑制御電圧発生
回路で、スイツチ回路１０によつてAFC制御電
圧が間欠的に得られる不都合を解決するために設
けられている。ホールド回路１１の出力信号は
VCO３に制御電圧として印加され、ホールド回
路１２の出力信号はAFC制御電圧発生回路８の
零点制御電圧入力端子９に印加される。ここで、
スイツチ回路４，１０が夫々４ａ，１０ａに接続
される期間は、周波数変換回路２→スイツチ回路
４→AFC制御電圧発生回路８→スイツチ回路１
０→ホールド回路１１→VCO３→周波数変換回
路２よりなるAFC制御ループが形成され、スイ
ツチ回路１０の端子１０ａから選択出力される
AFC制御電圧にてIF周波数をAFC制御電圧発生
回路８がもつ零点周波数に一致させる動作を行な
う。一方、スイツチ回路４，１０が夫々４ｂ，１
０ｂに接続される期間は、AFC制御電圧発生回
路８→スイツチ回路１０→ホールド回路１２→
AFC制御電圧発生回路８よりなる零点補正ルー
プが形成され、AFC制御電圧発生回路８がもつ
零点周波数を基準周波数発生回路６よりの基準
IF周波数に一致させる動作を行なう。

スイツチ回路４及び１０は前記した如く、切換
パルス発生回路７よりの切換パルスにより交互に
切換えられるから、このAFC回路はAFC制御電
圧発生回路８の零点補正を行ないつつ、AFC制
御動作が行なわれることとなり、IF周波数_IFは
上記したAFC制御ループと零点補正ループの２
つの制御ループのループゲインが夫々十分大きい
ときには、基準周波数発生回路６の出力基準IF
周波数_IFOに原理的に一致し、_IFOの安定度に一
致した極めて高い安定度が得られる。

発明が解決しようとする問題点 しかるに、一般的には上記の２つの制御ループ
のループゲインは共に有限なので、周波数変換回
路２の出力IF周波数_IFの精度Δ_IFは、次式で示
す如く、AFC制御ループの引込精度Δ_AFCONと零
点補正ループの補正精度（誤差）Δ_ZONとの和と
して表わされる。

Δ_IF＝Δ_AFCON＋Δ_ZON (1) 上記のAFC制御ループの引込精度Δ_AFCONは
AFC制御ループをオープン（つまり非制御状態）
とした時の基準IF周波数_IFOに対する周波数ずれ
Δ_AFCOFFに対して、また上記の零点補正ループの
補正精度Δ_ZONは、零点補正ループをオープンと
した時の零点周波数の基準IF周波数_IFOに対する
周波数ずれΔ_ZOFFに対して、夫々次式のように表
わされる。

Δ_AFCON＝Δ_AFCOFF／G_AFC (2) Δ_ZON＝Δ_ZOFF／G_Z (3) ただし、(2)式及び(3)式中、G_AFCはAFC制御ル
ープのループゲイン、G_Zは零点補正ループのル
ープゲインである。

上記の周波数ずれΔ_AFCOFFは一般的にAFC制御
ループオープン時のVCO３の周波数設定誤差と、
入力端子１に入来する周波数誤差との和であり、
他方、上記の周波数ずれΔ_ZOFFは一般的に零点補
正ループオープン時の零点周波数の温度等による
変動である。

いま、一例として、Δ_AFCOFF＝30MHz、Δ_ZOFF
＝500kHz、G_AFC＝２×10⁴、G_Z＝200とすると、
IF周波数の精度Δ_IFは(1)式〜(3)式より Δ_IF＝Δ_AFCON＋Δ_ZON ＝（Δ_AFCOFF／G_AFC） ＋（Δ_ZOFF／G_Z） ＝4.0（ｋHz） となり、零点補正ループの補正精度（誤差）
Δ_ZONは2.5kHzとかなり大なるものとなり、Δ_IF
を大きくする要因となつていた。

そこで、本発明は基準レベル設定電圧とAFC
制御電圧との差分に比例した制御電圧を生成して
局部発振器に印加することにより、上記の問題点
を解決した受信機のAFC回路を提供することを
目的とする。

問題点を解決するための手段 本発明になる受信機のAFC回路は、局部発振
器、周波数変換回路、周波数発生回路、第１及び
第２のスイツチ手段、AFC制御電圧発生回路、
第１及び第２の電圧発生回路、及び差動増幅器と
よりなる。上記第１のスイツチ手段は周波数変換
回路により入力信号と局部発振器の出力局部発振
周波数との間で周波数変換して得られた中間周波
信号と、上記周波数発生回路よりの基準中間周波
数とが夫々供給され、これらの信号を交互に選択
出力する。上記AFC制御電圧発生回路は上記第
１のスイツチ手段の出力信号周波数の零点周波数
に対するずれに応じたレベルのAFC制御電圧を
発生して上記第２のスイツチ手段へ供給する。第
２のスイツチ手段は、上記第１のスイツチ手段が
中間周波信号を選択出力している期間は入力
AFC制御電圧を第１の電圧発生回路へ選択出力
し、第１のスイツチ手段が基準中間周波数を選択
出力している期間は入力AFC制御電圧を第２の
電圧発生回路へ切換出力する。

上記差動増幅器は上記第１及び第２の電圧発生
回路より取り出された平滑制御電圧の差分に比例
した電圧を発生して局部発振器へ供給し、その出
力局部発周波数を可変制御する。

作 用 第２の電圧発生回路から取り出される平滑制御
電圧は、AFC制御電圧発生回路のAFC制御特性
に従つて生成された基準中間周波数に対応した
AFC制御電圧に比例しており、基準レベル設定
電圧として差動増幅器に供給される。差動増幅器
はこの基準レベル設定電圧と第１の電圧発生回路
から取り出されるAFC制御電圧とを差動増幅し
て得た電圧により局部発振器の出力局部発振周波
数を可変制御する。これにより、差動増幅器の一
方の入力端子に供給されるAFC制御電圧が基準
レベル設定電圧と等しくなるようAFC回路が動
作し、局部発振器からは周波数変換回路の出力中
間周波信号を上記基準中間周波数と一致させるよ
うな局部発振周波数が取り出されることになる。
以下、本発明の各実施例について第１図乃至第３
図と共に説明する。

実施例 第１図は本発明回路の第１実施例のブロツク系
統図を示す。同図中、第４図と同一構成部分には
同一符号を付し、その説明を適宜省略する。第１
図において、周波数変換回路２の出力中間周波信
号と、水晶発振回路等の周波数安定度の極めて高
い回路を用いて構成された基準周波数発生回路６
よりの基準IF周波数_IFOとが、スイツチ回路４に
より交互に切換えられてAFC制御電圧発生回路
１３に供給される。このAFC制御電圧発生回路
１３は零点制御電圧入力端子を有しておらず、従
つてその零点周波数_Zは固定である。AFC制御
電圧発生回路１３は、その入力信号周波数（IF
周波数）を横軸に、出力AFC制御電圧を縦軸に
とると、第２図に実線ａで示す如きAFC制御特
性を有しており、第１の変曲点周波数_Lよりも低
い入力信号周波数に対してはハイレベルのAFC
制御電圧を出力し、第２の変曲点周波数_Hよりも
高い入力信号周波数に対してはローレベルの
AFC制御電圧を出力し、更に変曲点周波数_Lか
ら_Hの入力信号周波数に対しては周波数が高くな
るにつれて上記ハイレベルからローレベルへ漸次
低下するレベルのAFC制御電圧を発生する。零
点周波数_Zは変曲点周波数_Lと_Hの夫々における
AFC制御電圧の中点の電圧V₀を発生する周波数
と定義される。

かかるAFC制御特性ａを有するAFC制御電圧
発生回路１３から取り出されたAFC制御電圧は、
スイツチ回路１０により、スイツチ回路４と連動
して、交互に第１、第２の端子１０ａ，１０ｂを
介して第１、第２のホールド回路１１，１２に供
給され、ここでピークホールド等されてそのレベ
ルに比例した平滑制御電圧に変換される。ここ
で、ホールド回路１１はスイツチ回路４が端子４
ａの入力中間周波信号を選択出力している期間の
AFC制御電圧をホールドし、その電圧を第１の
AFC制御電圧V_AFC1として差動増幅器１４の非反
転入力端子に印加する。他方、ホールド回路１２
はスイツチ回路４が端子４ｂの入力基準IF周波
数_IFOを選択出力している期間のAFC制御電圧を
ホールドし、その電圧を基準レベル設定電圧V_REF
として差動増幅器１４の反転入力端子に印加す
る。この基準レベル設定電圧V_REFはAFC制御電
圧発生回路１３により、そのAFC制御特性ａに
従つて基準IF周波数_IFO入力時に発生されたAFC
制御電圧に相当し、制御中点電圧V₀を与える零
点周波数_Zが変化すると、それに応じて変化す
る。

差動増幅器１４は上記の第１のAFC制御電圧
V_AFC1と基準レベル設定電圧V_REFとの差分に比例
した第２のAFC制御電圧V_AFC2を発生し、これを
VCO３に供給してその出力局部発振周波数を可
変制御せしめる。これにより、周波数変換回路２
→スイツチ回路４→AFC制御電圧発生回路１３
→スイツチ回路１０→ホールド回路１１→差動増
幅器１４→VCO３→周波数変換回路２よりなる
一巡のAFC制御ループは、そのループゲイン
G_AFCが十分大なる場合、ホールド回路１１より取
り出される第１のAFC制御電圧V_AFC1が、ホール
ド回路１２より基準レベル設定電圧V_REFに等しく
なるように動作し、等しくなると安定する。

ここで、VCO３に印加される制御電圧を縦軸
に、またその時に周波数変換回路２より取り出さ
れるIF周波数を横軸にとつたAFC被制御特性は、
第２図に実線ｂで示される。従つて、第１の
AFC制御電圧V_AFC1が基準レベル設定電圧V_REFに
等しくなつて安定しているとき、差動増幅器１４
の出力第２のAFC制御電圧V_AFC2は、第２図から
もわかるように、AFC被制御特性ｂの基準中間
周波数_IFOを与える電圧である。この結果、上記
のAFC制御ループは、周波数変換回路２の出力
IF周波数_IFが基準中間周波数_IFOに一致するよう
に動作することとなる。

このように、本実施例によれば、IF周波数_IF
の精度はAFC制御ループの引込精度（つまりル
ープゲイン）にのみ依存し、零点の変動による
_IFの精度の劣化は生じない。

なお、本発明回路の動作が保証されるための条
件として、AFC制御特性ａの変曲点周波数_L，_H
と基準IF周波数_IFOとを間に常に _L＜_IFO＜_H なる関係を満足することが必要である。このた
め、温度変化に対するAFC零点周波数_Zの変化
が大なる場合（つまり、_L，_Hの変化が大なる場
合）は、AFC制御特性ａの傾きを緩やかにして、
変曲点周波数_Lを基準IF周波数_IFOに対して十分
低くし、かつ、変曲点周波数_Hを基準IF周波数
_IFOに対して十分高くする必要がある。AFC制御
特性ａの傾きを緩やかにする方法としては、例え
ばAFC制御電圧発生回路１３内の共振回路（同
調回路）のＱを小にするなどの方法が考えられ、
容易に実現できる。

次に本発明回路の第２実施例につき第３図に示
すブロツク系統図と共に説明する。同図中、第１
図と同一構成部分には同一符号を付し、その説明
を省略する。第３図において、AFC制御電圧発
生回路８は第２図に示す如きAFC制御特性ａを
有している点はAFC制御電圧発生回路１３と同
じであるが、ホールド回路１２よりの基準レベル
設定電圧V_REFが零点制御電圧入力端子９に印加さ
れることにより、その零点周波数_Zを_IFOに等し
くなるように補正される点が異なる。このような
零点周波数_Zの補正手段は、AFC制御電圧発生
回路８内の零点周波数_Zを与えるLC同調回路の
一部に可変容量素子を用い、零点制御電圧入力端
子９の入力電圧によつてその可変容量素子の容量
値を可変制御するなどの方法により、容易に実現
することができる。

本実施例によれば、AFC制御電圧発生回路８
→スイツチ回路１０→ホールド回路１２→AFC
制御電圧発生回路８よりなる一巡の零点補正ルー
プによつて、前記変曲点周波数_L，_Hの変化を小
さくできるので、第１実施例とは異なり、AFC
制御特性ａの傾きを故意に緩やかにする必要はな
い。また、本実施例における零点補正ループの目
的は変曲点周波数_L，_Hの変動を所定値以下にす
るためであるので、第４図に示した本出願人の先
の提案になるAFC回路における零点補正ループ
の如き高いループゲインは不要であることは勿論
である。また、本実施例における基本動作は第１
実施例と同様であり、_IFの精度はAFC制御ルー
プの引込精度のみに依存し、零点補正ループの存
在は_IFの精度の劣化を全く生じさせるものでは
ないことは勿論である。

なお、本発明は入力端子１に入来する高周波信
号がいかなる信号状態であつても良好に適用する
ことができるものである。例えば、受信側で搬送
波を再生して復調を行なうことを特徴とする４相
PSK（フエーズ・シフト・キーイング：位相偏移
変調）等の如く、無変調搬送波と変調搬送波とが
交互に伝送されてくる場合にも適用できる。この
場合、切換パルス発生回路７の出力切換パルスを
無変調搬送波の有無の周期に同期して発生させ、
無変調搬送波の入来期間はスイツチ回路４及び１
０を端子４ａ，１０ａ側に接続し、変調搬送波の
入来期間は端子４ｂ，１０ｂ側に切換接続する。
これにより、入力信号の搬送波周波数は基準周波
数に完全に一致する。従つて、本発明は位相偏移
変調された高周波信号のIF周波数の安定化に応
用した場合、一層の効果がある。

また、VCO３は広い周波数可変範囲を有する
選局用電圧によつて多数の入力高周波信号の選択
を行なう機能を有している場合が殆どである。こ
の場合、AFC制御電圧に選局用電圧を加算した
電圧を制御電圧としてVCO３を制御する構成と
すればよく、本発明はこのような形態においても
良好に動作することは勿論である。

また、ホールド回路１１，１２はスイツチ回路
１０から取り出される電圧の大きさに比例した連
続的な一定電圧を出力するものであればよく、例
えば、間欠的に供給される電圧の平均値を連続し
て出力する構成でもよい。

更にAFC動作及び零点補正動作の如きフイー
ルドバツク制御を良好に行なわせるためには、系
の安定性のためにホールド回路１１，１２の出力
端に適当な低域フイルタを接続し、かつ、必要な
ループゲインを保証する構成にすればよい。

また更に、本発明回路はダブルスーパーヘテロ
ダイン受信機にも適用することができる。この場
合、周波数が低いために制御し易いことと、最終
的に得られる中間周波信号が基準IF周波数とな
るようにすることとから、第２局部発振周波数に
対してAFC制御を行なうのが通常である。

更にまた、差動増幅器１４への入力の極性は実
施例のものに限定されるものではなく、AFC制
御電圧発生回路８，１３、ホールド回路１１、差
動増幅器１４等の入出力の極性関係によつて、
AFC制御動作が収束する極性に選定されるべき
ものであることは勿論である。

発明の効果 上述の如く、本発明によれば、中間周波信号入
力時のAFC制御電圧に比例した電圧と、基準IF
周波数_IFO入力時のAFC制御電圧に比例した基準
レベル設定電圧との差分に比例した電圧により局
部発振周波数を制御するようにしたので、AFC
制御ループの引込精度のみにIF周波数_IFの精度
を依存させることができ、よつて本出願人が先に
提案したAFC回路に比し、より高精度かつ安定
なIF周波数を得ることができ、温度、湿度等に
よる零点周波数の変化や長期経時変化、初期調整
ずれ等によるIF周波数の変化を皆無にでき、ま
た零点補正ループを省略することもできる等の
数々の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第３図は夫々本発明回路の第１及び
第２実施例を示すブロツク系統図、第２図は本発
明回路の動作説明用のAFC制御特性及びAFC被
制御特性を示す図、第４図は本出願人が先に提案
したAFC回路の一例を示すブロツク系統図であ
る。 １……高周波信号入力端子、２……周波数変換
回路、３……電圧制御発振器（VCO、４，１０
……スイツチ回路、５……中間周波信号出力端
子、６……基準周波数発生回路、７……切換パル
ス発生回路、８，１３……AFC制御電圧発生回
路、９……零点制御電圧入力端子、１１，１２…
…ホールド回路、１４……差動増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 外部入力制御信号によりその出力局部発振周
   波数を可変制御せしめられる局部発振器と、入力
   信号と該局部発振器よりの局部発振周波数との周
   波数変換を行なつて所定中間周波数の中間周波信
   号を出力する周波数変換回路と、基準となる中間
   周波数を発生出力する周波数発生回路と、該周波
   数変換回路よりの中間周波信号と該周波数発生回
   路よりの基準中間周波数とを交互に選択出力する
   第１のスイツチ手段と、該第１のスイツチ手段の
   出力信号が供給されその信号周波数の零点周波数
   に対するずれに応じたレベルのAFC制御電圧を
   発生出力するAFC制御電圧発生回路と、該AFC
   制御電圧発生回路より供給される該AFC制御電
   圧を、該第１のスイツチ手段が該中間周波信号を
   選択出力する期間はその第１の出力端子へ出力
   し、該第１のスイツチ手段が該基準中間周波数を
   選択出力する期間はその第２の出力端子へ切換出
   力する第２のスイツチ手段と、該第２のスイツチ
   手段の該第１、第２の出力端子より取り出された
   AFC制御電圧が別々に供給されその大きさに比
   例した平滑制御電圧を出力する第１、第２の電圧
   発生回路と、該第１及び第２の電圧発生回路より
   夫々取り出された平滑制御電圧が供給されそれら
   の差分に比例した電圧を発生して前記外部入力制
   御信号として前記局部発振器へ出力する差動増幅
   器とよりなることを特徴とする受信機のAFC回
   路。 ２ 該AFC制御電圧発生回路は、第１及び第２
   の変曲点周波数の間の該零点周波数を、該基準中
   間周波数と等しいか又はそれに極めて近い周波数
   に固定されていることを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の受信機のAFC回路。 ３ 該AFC制御電圧発生回路は、第１及び第２
   の変曲点周波数の間の該零点周波数を、該第２の
   電圧発生回路よりの平滑制御電圧により該基準中
   間周波数に等しいか又はそれに極めて近い周波数
   となるよう可変制御されることを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の受信機のAFC回路。