JPH0342548B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電気信号のサンプリング過程で生じ
得る偏倚（オフセツト）や非直線性による出力サ
ンプルの歪を最小にするようにして低レベルの電
気信号の特性をサンプリングするに特に適する回
路構成に関する。

合成テレビジヨン信号を処理するテレビ受像機
のような信号処理方式では、これによつて処理さ
れる信号に含まれる情報をサンプリングする必要
があるが、この情報サンプルを処理しようとする
回路により効果的に利用されるに足る高レベルの
情報サンプルを得るためには、そのサンプリング
過程で相当に増幅を行う必要があることが多い。
この必要性は例えば米国特許第4277798号明細書
開示のようなカラーテレビ受像機の映像管のバイ
アスを自動制御する方式では明らかで、この方式
においては映像管バイアスを数ボルトの範囲に亘
つて自動制御し得る制御信号を発生するために、
ピーク・ピーク振幅数ミリボルトの微小パルスの
（可変）振幅をサンプリングする必要がある。

信号のサンプリングはサンプリング過程に付随
する偏倚によつて出力サンプルが歪まないように
好ましい形で行わねばならない。特に相当量の信
号利得を持つサンプリング回路網では、出力サン
プルが増幅された偏倚により著しく歪んだり不明
瞭になつたりしないように、サンプリングの偏倚
が増幅されないようにする必要がある。

微小信号をサンプリングするときは、充分振幅
の大きい出力サンプルを得るために、サンプリン
グ回路網で相当量の増幅を行う必要がある。この
必要性は特にサンプリング回路網が制御「スリツ
プ」の量を許容可能または無視可能の微小レベル
に低減するための閉ループサーボ制御系に含まれ
ているときに明らかである。ここで「スリツプ」
とはサーボ系が所要の定常状態信号条件からの偏
差を完全に補償または補正し得ない量（すなわち
完全に補正できずに残る系の誤差量）をいう。こ
の「スリツプ」を無視可能量まで減ずるには一般
に極めて高い利得を必要とする。

サンプリング回路網の線形動作はまた出力サン
プルの歪を防ぐためにも必要であるが、高利得の
サンプリング回路網は一般に固有の非直線性によ
り例えば雑音のような擬似信号に応じて種々の形
の非線形動作をする傾向がある。

ある種の信号サンプリング回路網では、信号を
サンプリングする前にその信号を基準レベルに対
して再基準化するため、基準電圧源を使用するこ
とが必要または有益であるが、このような場合は
例えば変動効果や温度効果による基準電圧の変化
に対してその出力サンプルが実質的に不感である
ことが望ましい。

従つてこの発明の原理によりここにサンプリン
グ過程に付随する偏倚に不感であり、サンプリン
グ前の再基準化に用いる基準電圧の変動にも不感
の高利得線形信号再基準化サンプリング回路網を
開示する。

この発明により、基準期間とサンプリングすべ
き信号期間を有する入力信号をサンプリングする
回路は、信号入力とこの入力に印加された信号電
圧によつて変る出力電流を生ずる信号出力を持つ
相互コンダクタンス増幅器を具備し、また電荷蓄
積装置、増幅器の信号入力に結合されたクランプ
回路網および増幅器の出力と電荷蓄積装置に結合
されたスイツチング回路網を有する。そのスイツ
チング回路網は入力信号の基準期間に対応するク
ランプ期間成分と入力信号の信号期間に対応する
サンプリング期間成分とを含むタイミング信号に
応じて動作するようにタイミングが定められてい
る。このタイミング信号はクランプ期間中クラン
プ回路網を付勢し、サンプリング期間中クランプ
回路網を除勢する働らきをする。このタイミング
信号はまたスイツチング回路網が増幅器の出力電
流を電荷蓄積装置に対しサンプリング期間中供給
し、クランプ期間中遮断するようにする。

この発明の特徴により、このサンプリング回路
網はテレビ受像機の映像管に流れる黒レベル電流
を自動制御する方式に含まれ、映像管の黒レベル
電流の導通レベルを表わす信号サンプルを取出す
働らきをする。

第１図において、テレビジヨン信号処理回路１
０（例えばビデオ検波、増幅および濾波の各段を
含む）は合成カラーテレビジヨン信号の分離され
た輝度成分Ｙとクロナミンス成分Ｃを復調マトリ
ツクス１２に供給し、マトリツクス１２は出力に
低レベルの色画像表示信号ｒ、ｇ、ｂを生じる。
これらの信号は映像管陰極信号処理回路網１４
ａ，１４ｂ，１４ｃ内の各回路で増幅その他の処
理をされてそれぞれ高レベルの増幅色画像信号
Ｒ、Ｇ、Ｂとなり、カラー映像管１５の各陰極強
度制御電極１６ａ，１６ｂ，１６ｃにそれぞれ供
給される。この例では映像管１５は陰極１６ａ，
１６ｂ，１６ｃを含む各電子銃に共通の付勢グリ
ツト１８を持つ自己集中式インライン電子銃型の
ものである。陰極信号処理回路網１４ａ，１４
ｂ，１４ｃはこの実施例では互に同様なものであ
るから、以下の回路網１４ａに関する説明はまた
回路網１４ｂ，１４ｃにも適用し得る。

回路網１４ａにおいて、キードゲート２０（例
えばアナログ電子スイツチ）はマトリツクス１２
からのｒ信号出力をパルス発生器２８の発生する
キーイング信号V_Kに応じて映像管駆動器２１の
ビデオ信号入力に供給または遮断する。駆動器２
１は映像管の陰極１６ａに印加される高レベルの
出力信号Ｒを生成する信号増幅回路網を含んでい
る。陰極１６ａはサンプリング回路網２２の入力
に結合され、そのサンプリング回路網２２はこれ
またパルス発生器２８の発生するタイミング信号
V_Cと（その相補位相信号である）V_Sによりキー
イングされて出力制御信号を発生し、これが駆動
器２１のバイアス制御入力に供給されてその内部
の増幅回路のバイアスを変え、後述のように陰極
１６ａに流れる黒レベル電流を制御する。

パルス発生器２８はまた映像管１５の陰極電流
を監視するとき同期的に電圧パルス出力V_Gを発
生する。このパルスは正極性定振幅（例えば10〜
20V範囲内）のもので、監視期間中映像管のグリ
ツド１８に印加されてこれを順バイアスする。信
号V_Gを発生するパルス発生器２８の出力はまた
このグリツドパルス期間以外の時間中にはグリツ
ド１８に適当なバイアス電圧を供給する。

パルス発生器２８からの信号V_S、V_C、V_K、V_G
は、第７図の波形図に示される通りテレビジヨン
信号の水平（線）帰線消去期間および垂直（フイ
ールド）帰線消去期間に対して同期されており、
映像管に表示すべき画像情報を含むテレビジヨン
信号の垂直帰線消去期間後で画像期間の開始前の
期間中発生される。すなわちこれらの信号は数本
の水平線に跨がる長い期間の中で画像情報のない
部分の間発生される。詳言すれば、信号V_Kは信
号V_Cが発生されている水平線約４本の基準また
は「調整」期間を含む期間中と、信号V_G、V_Sが
発生される水平線約２本の次の監視期間中ゲート
２０を非導通に保つ。なお、第７図の信号波形
は、各信号V_S、V_C、V_K、V_Gの原理的な一例時間
関係を示すもので、その振幅や極性などを正確に
或いは限定的に示すものではない。

監視期間中映像管はグリツドパルスV_Gに応じ
て陰極ホロワとして働らき、映像管の陰極にグリ
ツドパルスV_Gと同様の信号が現われる。この誘
起された陰極パルスの振幅は陰極の黒レベル電流
導通レベルに比例するが、映像管電子銃のグリツ
ド駆動特性の順方向相互コンダクタンスが比較的
低いため、グリツドパルスにより顕著に減衰され
る。誘起陰極出力パルスの振幅は一般に極めて小
さく、この例では数ｍＶの程度である。

信号V_Kは基準期間および監視期間中ゲート２
０を除勢し、マトリツクス１２の出力が駆動器２
１および映像管１５から遮断されるようにする。
サンプリング回路網２２は信号V_C、V_Sに応じて
動作し、信号V_Gにより誘起された陰極出力パル
スの大きさを表わす増幅出力サンプルを生成す
る。回路網２２の出力サンプルは必要に応じて閉
ループ作用により所要の正確なレベルの陰極黒レ
ベル電流を生成するに足る（陰極）バイアスレベ
ルを駆動器２１の出力に生ずる方向にその駆動器
のバイアス動作点を変更するのに利用されてい
る。その他の時間はゲート２０は導通してマトリ
ツクス１２からの信号が駆動器２１を介して映像
管に供給されるようになつている。

第２図は駆動器２１をさらに詳細に示す。駆動
器２１は増幅トランジスタ３４とトランジスタ３
５を含む能動負荷回路とを備えている。正規のビ
デオ信号処理状態では、色信号ｒが端子T₁から
ゲート２０、入力回路３０を介して増幅トランジ
スタ３４のベース入力に印加される。その入力ｒ
の増幅されたものがトランジスタ３４のコレクタ
回路に生じ、出力結合回路網４０、抵抗５２およ
び端子T₂を介して映像管の陰極１６ａに印加さ
れる。監視期間中に入力信号ｒがゲート２０によ
り遮断されると、駆動器２１の出力に黒レベル表
示バイアス電圧が生じ、端子T₂に陰極黒レベル
電流レベルを表わす誘起陰極出力パルスが現れ
る。この陰極出力パルスは抵抗５５，５６を含む
高インピーダンス分圧器により感知され、端子
T₃を介してサンプリング回路網２２の入力に印
加される。サンプリング回路網２２の出力制御電
圧は端子T₄を介して増幅トランジスタ３４のベ
ースに印加される。この例では、サンプリング回
路網２２からの出力制御電圧に応じてトランジス
タ３４のベースバイアス電流が増減すると、陰極
黒レベル電流の導通量がそれぞれ増減する。

第３図はサンプリング回路網２２をさらに詳細
に示す。図において端子T₃から供給される陰極
出力パルスは相互コンダクタンス増幅器６５を含
むサンプル・アンド・ホールド回路により処理さ
れる。相互コンダクタンス増幅器６５は次式で表
わされる通り入力電圧V_iと増幅器の相互コンダク
タンスg_n（この例では約５ｍひの関数として出力
電流I_pを高インピーダンスで生成する。

I_p＝V_i×g_n 増幅器６５は図示のように入力差動増幅器構成
のエミツタ結合トランジスタ６６，６８と、トラ
ンジスタ６８のコレクタ回路に設けたダイオード
結合トランジスタ７１とトランジスタ７４を含む
電流中継（ミラー）回路網を含んでいる。順バイ
アストランジスタ６９とインピーダンスＲを含む
第１の定電流源がトランジスタ６６，６８に動作
電流Ｉを供給し、順バイアストランジスタ７５と
インピーダンス２Ｒを含む第２の定電流源がトラ
ンジスタ７４に動作電流Ｉ／２を供給する。トラ
ンジスタ６８のベースに当る増幅器６５の非反転
入力には直流基準電位V_REFが印加され、サンプリ
ングすべき入力信号（すなわち陰極出力パルス）
は端子T₃からクランプコンデンサ８４を介して
トランジスタ６６のベースに当る増幅器６５の反
転入力に印加される。

スイツチング回路網６８′はトランジスタ７４，
７５を含む増幅器６５の出力回路と、トランジス
タ６６のベースに当る増幅器６５の入力と、平均
応動出力電荷蓄積コンデンサ７０とに結合されて
いる。増幅器６５の出力電流端子はトランジスタ
７４，７５のコレクタ接続点に相当し、サンプリ
ング位置（図示）においてスイツチ６８′はコン
デンサ７０を増幅器６５のトランジスタ７４，７
５のコレクタに結合する。クランプ位置において
コンデンサ７０は増幅器６５から切離され、トラ
ンジスタ７４，７５のコレクタ電極はスイツチ６
８′を介してトランジスタ６６のベースにおいて
コンデンサ８４に結合される。クランプ位置にお
いてスイツチ６８′はトランジスタ７４，７５の
コレクタ出力からトランジスタ６６のベース入力
への電流負帰還ループを完成する。スイツチ６
８′は第４図にさらに詳細に示されている。

第４図において、スイツチング回路網６８はエ
ミツタ結合PNPトランジスタ９２，９４とエミ
ツタ結合NPNトランジスタ９６，９８を含んで
いる。入力信号をサンプリングすべき監視期間t_M
中は、タイミング信号V_C、V_Sに応じてトランジ
スタ９４，９８が順バイアスされ、トランジスタ
９２，９６が逆バイアスされるが、逆にサンプリ
ング期間に先行するクランプ基準期間中は、信号
V_C、V_Sに応じてトランジスタ９２，９６がバイ
アスされ、トランジスタ９４，９８が逆バイアス
される。

第３図に戻つて、コンデンサ７０に生ずる信号
サンプルがサンプリングされる陰極出力パルスの
振幅変化を正確に表わすためには、サンプリング
される信号の基準レベルを設定する必要がある
が、これはサンプリング期間または監視期間に先
行するクランプ基準期間中に行われる。

このクランプ基準期間中トランジスタ６８のコ
レクタ出力はダイオード接続トランジスタ７１、
トランジスタ７４およびスイツチ６８′を介して
トランジスタ６６のベース入力に結合され、電流
負帰還路を形成する。このとき出力蓄積コンデン
サ７０は増幅器６５から切離され、トランジスタ
６６，６８のベース電圧が実質的に相等しく（す
なわち増幅器６５の差動入力電圧が実質的に零
に）なるまで、コンデンサ８４がトランジスタ６
８，７１，７４を流れる電流によつて充電され
る。このときトランジスタ６９から供給される電
流Ｉはトランジスタ６６，６８のコレクタ電流間
に等分され、トランジスタ６８，７４のコレクタ
電流がトランジスタ７５のコレクタ電流（Ｉ／
２）に等しくなる。従つてトランジスタ７４を流
れるコレクタ電流はすべてトランジスタ７５にコ
レクタ電流として流れる。このトランジスタ７５
がトランジスタ７４のコレクタ電流をすべて吸取
つてトランジスタ６６のベースとコンデンサ８４
に帰還電流が流れないクランプ期間の終了前に上
記電流負帰還路は零電流状態になる。

このようにしてトランジスタ６６のベース入力
はクランプ基準期間中コンデンサ８４と共働する
帰還作用により直流レベルをV_REFの関数としてク
ランプされる。この入力クランプ作用の効果とし
て、第５図の波形からも判るように、監視期間t_M
中に生ずる正向き陰極出力パルスが、V_REFの関数
として形成される基準レベルに対して（可変）ピ
ーク・ピーク振幅ΔVを示す。

次の監視期間中にコンデンサ７０がスイツチ６
８′により増幅器６５の出力に結合されると、コ
ンデンサ７０に存在する電荷は、端子T₃および
コンデンサ８４に印加される入力信号が先行のク
ランプ基準期間に設定されたトランジスタ６６の
平衡ベースバイアスを変えない限り不変である。
例えばサンプリングすべき入力パルスの振幅の増
大によつて誘起されたトランジスタ６６のベース
電圧の上昇により、トランジスタ６８のコレクタ
電流に対応する減少を生じ、また電流中継作用に
よつてトランジスタ７１，７４のコレクタ電流も
減少する。するとコンデンサ７０はトランジスタ
７５を介してトランジスタ７４の電流導通低下に
相当する量だけ放電し、これによつてコンデンサ
７０の電圧を低下させる。このときトランジスタ
７５はコンデンサ７０の放電に関して電流シンク
として働らく。同様に入力トランジスタ６６のベ
ース電圧の低下によつて出力トランジスタ７４の
コレクタ電流がそれに対応する増大を示し、この
電流の増大に応じてコンデンサ７０がトランジス
タ７４を介して充電され、これによつてコンデン
サ７０の電圧が上昇する。この場合トランジスタ
７４はコンデンサ７０の充電に関して電流源とし
て働らく。

監視期間中にコンデンサ７０に形成される電圧
サンプルはクランプ基準レベルと陰極の黒レベル
電流の導通レベルを表わす陰極出力パルスの振幅
の差に比例し、このコンデンサ７０に蓄積された
電圧は利得１の緩衝回路網８５（例えば19⁹Ω程
度の高インピーダンスを持つ）を介して差動比較
器８７の一方の入力に印加される。比較器８７の
他方の入力には例えばV_REFに対応する基準電圧が
印加される。比較器８７はこれらの入力電圧に応
じて反転出力に入力基準電圧とコンデンサ７０か
らの電圧サンプルとの差を表わす制御信号を生ず
る。この制御電圧は端子T₄を介して映像管駆動
器２１（第２図）に印加され、そのバイアスを閉
ループサーボ作用により高過ぎまたは低過ぎの黒
レベル電流を補正する方向に制御する。

上述の相互コンダクタンス増幅器６５を含むサ
ンプリング方式はいくつかの顕著な利点を示す。

あるクランプ期間から次のクランプ期間への基
準電圧V_REFのレベル変化はサンプリング期間中に
出力コンデンサ７０に生じる信号サンプルの精度
を損ずることはない。換言すれば、（コンデンサ
７０の充放電のためにトランジスタ７４，７５に
流れる電流に対応する）増幅器の出力電流が入力
信号の変化を予測可能に追跡し、ある基準期間か
ら次の基準期間にV_REFが変つても増幅器の相互コ
ンダクタンスgmと入力電流の積に比例すること
は変らない。これはクランプ期間中に流れる期間
電流が平衡した零電流状態（上述の通り）に落着
するために起り、これによつて帰還電流と正味の
増幅器の出力電流がクランプ基準期間の終了前に
零になる。このようにしてサンプリング期間の開
始直前に入力トランジスタ６６，６８を流れる電
流が相等しくなり、出力トランジスタ７４のコレ
クタ電流が全部出力トランジスタ７５に流れる。
従つてある基準期間から次の期間へV_REFの値が変
つても、入力信号が変化して入力電流の不平衡と
対応する出力電流の不平衡を生じない限り、サン
プリング期間の始めに出力コンデンサ７０に出入
する正味出力電流はない。

出力コンデンサ７０に生じる信号サンプルは増
幅器６５およびスイツチ６８′に付随する電圧偏
倚に影響されない。例えばクランプ基準期間中前
述の平衡零電流状態がその偏倚の効果を消す働ら
きをする。サンプリング期間中はコンデンサ７０
に生ずるサンプルが出力電圧の関数ではなく、前
述のように出力トランジスタ７４，７５に流れる
出力電流の関数であるため、スイツチ６８′に付
随するあらゆる電圧偏倚（並びに増幅器６５の出
力とコンデンサ７０との間に生ずるあらゆる電圧
偏倚）が出力サンプルに影響しない。

上述の増幅器６５を含む閉ループ制御方式は、
その増幅器６５の相互コンダクタンス利得gmが
異常に高くても、ループ制御「スリツプ」を無視
可能量に減ずるに足る高利得を示す。増幅器６５
は高利得を呈するが、雑音のような擬似入力信号
が存在すると線形伝達関数を示す。この例では、
増幅器６５は数ｍＶ程度の入力信号を増幅するた
めのものである。ホワイトノイズ、熱雑音、水平
周波数偏向雑音を含むような（例えば数10ｍＶ程
度の）比較的高レベルの入力雑音が存在しても、
この伝達特性は線形を保ち、出力サンプルは歪を
生じない。このような高レベルの雑音は出力装置
を飽和させることによつて増幅器６５のダイナミ
ツクレンジを超えたり、増幅器６５の出力電流容
量を超えたりすることがあり難い。例えば20ｍＶ
程度の入力雑音によつて１ｍＡの増幅器出力電流
を生ずるが、これは増幅器６５の出力電流容量の
範囲内である。

サンプリング期間の長さ（この例では水平線２
本分）はテレビ受像機において生じそうな雑音の
平均値が零になるような時間に対応するように選
ばれる。こような雑音はコンデンサ７０の平均作
用とコンデンサ７０が増幅器６５からの出力電流
により電流駆動（充放電）されることにより、コ
ンデンサ７０に生ずるサンプルに実質的に歪を生
じない。従つて監視期間中このような雑音に応じ
てコンデンサ７０に蓄積された平均電荷は、雑音
のないときに期待される蓄積電荷に比して実質的
に差がない。

第６図は第３図のサンプリング回路網の他の実
施例を示す。この構成は高利得高入力インピーダ
ンスのダーリントン増幅器型に配置したトランジ
スタ１００，１０１を含む相互コンダクタンス増
幅器を含んでいる。サンプリングすべき入力信号
はクランプコンデンサ１０７を介してトランジス
タ１００のベース入力に印加される。電子スイツ
チ１１０は信号V_Cに応じてクランプ基準期間だ
け導通し、トランジスタ１００，１０１のコレク
タ出力電位に従つてトランジスタ１００のベース
入力にクランプ基準電圧を生成する。電子スイツ
チ１１２は信号V_Sに応じてサンプリング期間だ
け導通し、蓄積コンデンサ１１５をトランジスタ
１０１のコレクタ出力に結合してそのコンデンサ
１１５に信号サンプルを生成する。この出力サン
プルはその後第３図に示すように処理される。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による装置を含むカラーテレ
ビ受像機の一部のブロツク図、第２図は第１図の
受像機の一部の回路図、第３図はこの発明による
サンプリング回路網を含む第１図の受像機の他の
部分の回路図、第４図は第３図のサンプリング回
路網一部の詳細図、第５図は第３図のサンプリン
グ回路網の動作の説明に用いる波形図、第６図は
第３図の回路の一部の変形を示す図、第７図はこ
の発明によるサンプリング回路の動作説明に有用
な種々のタイミング信号の波形を示す図である。 ６５……相互コンダクタンス増幅器、７０……
電荷蓄積装置、６８……スイツチング回路網、８
４……クランプ回路網、２８……タイミング信号
源。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 基準期間とサンプリングすべき特性を含む信
   号期間とを持つ入力信号をサンプリングする回路
   であつて、信号入力および出力を有し、その信号
   入力によつて印加された信号電圧に従つて変化す
   る出力電流を生ずる相互コンダクタンス増幅器
   と、電荷蓄積装置と、上記増幅器の出力と上記電
   荷蓄積装置に結合されたスイツチング回路網と、
   上記増幅器の信号入力に結合されたクランプ回路
   網と、上記入力信号の上記基準期間に対応するク
   ランプ期間成分と上記入力信号の上記信号期間に
   対応するサンプリング期間成分とを含むタイミン
   グ信号の供給源と、上記タイミング信号を利用し
   て上記クランプ期間中上記クランプ回路網を付勢
   すると共に上記サンプリング期間中上記クランプ
   回路網を除勢し、上記スイツチング回路網を働ら
   かせて上記サンプリング期間中上記増幅器の出力
   電流を上記電荷蓄積装置に供給すると共に上記ク
   ランプ期間中上記増幅器の出力を上記電荷蓄積装
   置から遮断する手段とを含むことを特徴とするサ
   ンプリング回路。