JPH0344246A

JPH0344246A - データ受信機

Info

Publication number: JPH0344246A
Application number: JP1181119A
Authority: JP
Inventors: Makoto Hasegawa; 誠長谷川; Motoi Oba; 大庭　基; Mitsuo Makimoto; 三夫牧本
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1989-07-12
Filing date: 1989-07-12
Publication date: 1991-02-26
Anticipated expiration: 2010-09-13
Also published as: JPH0785563B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、主として直接変換受信方式に適用されるデー
タ受信機に関するものである。

従来の技術最近、無線周波搬送波上の周波数偏移変調〔フリケンシ
ー・シフト・キーイング（ＦＳＫ）：１号を用いた直接
変換受信機が集積回路化に適したデータ受信機の構成と
して検討されている。

例えば特開昭５８−１９０３８号公報に記載されている
構成が知られている。以下、第６図を参照して従来のデ
ータ受信機について簡単に説明する。第６図において（
Ｃを搬送波周波数、またδをＦＳＫ変調周波数偏移とし
た場合１、′周波数ｆｃ±δの受信ＲＦ信号が直接第１
のミクサ回路６１、及び移相器６３を通して第２のミク
サ回路６２に印加される。

移相器６３は搬送波周波数ｆｃにおいて９０’位相を偏
移させる。搬送波周波数ｆｃで作動する局部発振器６４
は２つのミクサ回路６１及び６２に供給する出力を有す
る。ミクサ回路６１及び６２の出力はローパスフィルタ
６５及び６６のそれぞれを通過する。フィルタ６５及び
６６の出力は入力信号と局部発振器間の周波数差がある
。それからフィルタ６６の出力は第２の移相器６７によ
り低周波出力信号において９０゜位相を偏移される。両
者の信号は、それぞれ制限増幅器６８及び６９に印加さ
れる。そして制限増幅器６８及び６９の出力はディジタ
ル信号として取り扱われ、ディジタル論理網７０におい
て処理される。

発明が解決しようとする課題しかし、以上のような構成では、局部発振周波数と変調
を受ける搬送波の周波数ずれがあると正負の変調周波数
との差に応じて一方の直交位相変換後の低周波出力周波
数は高く々るがもう一方の低周波出力周波数は低くなり
特にその低くなった側の原因によるデータ復調の誤り率
の劣化が大きくなるという課題を有していた。

本発明は上記課題を解決するもので、局部発振周波数と
正負の変調を受ける搬送波との周波数の許容差を増し、
周波数安定度が不利となる高い周波数帯においても良好
なデータ受信を可能とすることを目的とするものである
。

課題を解決するための手段上記目的を達成するため、本発明の技術的解決手段は、
２つの直交位相の低周波出力信号の混合器による乗算あ
るいは排他的論理演算を行った出力信号及び一方の低周
波出力信号とそれを９０度位相した信号との混合器によ
る乗算あるいは排他的論理演算を行った出力信号とから
、データに応じてお互いに同相あるいは逆相の関係と々
るデータ復調用信号が得られるようにしたものである。

作用本発明は、変調周波数を復調時に高くできると局部発振
周波数と変調を受ける搬送波の周波数ずれに対する許容
幅を大きくできる。そのため、２つの直交位相の低周波
出力信号の混合器による乗算あるいは排他的論理和演算
により変調周波数の正負に対応する位相反転情報を保有
した２倍の変調周波数の信号を得ると共に、一方の低周
波出力信号とそれを９０度移相した信号との混合器によ
る乗算あるいは排他的論理演算を行うことにより変調周
波数の正負による位相反転のない２倍の変調周波数の信
号を得て、しかもそれら２つの出力信号がデータに応じ
てお互いに同相あるいは逆相の関係となるので容易に元
のデータを復調することが可能となるものである。

実施例以下、第１図を参照しながら本発明の第１の実施例につ
いて説明する。第１図は本発明におけるデータ受信機の
回路ブロック図である。第１図において、１は入力信号
、２．３は入力信号１と局部発振器４の出力とをミキシ
ングする第１、第２のミクサ、５は局部発振器４の出力
を９０’移相する９０’移相器、６，７は第１、第２の
ローパスフィルタである。８は同相（Ｉｎ　　ｐｈａｓ
ｅ）の低周波出力信号（Ｉ信号）であり、９は直交位相
（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｐｈａｓｅ）の低周波出力信
号（Ｑ信号）である。１０は低周波広帯域の９０’の移
相回路で、１１はその出力信号である。１２はローパス
フィルタ６の出力と移相回路１０の出力をミキシングす
る第３のミクサ、１３はローパスフィルタ６と７との出
力をミキシングする第４のミクサ、１４は復調用出力信
号Ｄ１．１５は復調用出力信号Ｄ３．１６はその１４．
１５の復調用出力信号り、、　Ｄ、から復調を行なう復
調回路、１７はその復調出力データである。

以上のような構成において、以下その動作を説明する。

まず、ｆｃを搬送波周波数、またδを変調周波数偏移と
した場合、入力信号１は周波数がｆｃ±δの受信ＲＦ信
号であり第１のミクサ２と第２のミクサ３に供給される
。搬送波周波数ｆｃで作動する局部発振器４の出力は一
方が直接に第１のミクサ２に供給され、もう一方は局部
発振周波数帯において位相を９０°偏移させる移相器５
を通して第２のミクサ３に供給される。第１のミクサ２
の出力は第１のローパスフィルタ６を通過し、同相（Ｉ
ｎ　　ｐｈａｓｅ）の低周波出力信号（Ｉ信号）８とな
り、第２のミクサ３の出力は第２のローパスフィルタ７
を通過し、直交位相（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅｐｈａｓｅ
）の低周波出力信号（Ｑ信号）９となる。搬送波と局部
発振器４の周波数誤差をΔｆ１位相誤差を０１、局部発
振周波数帯の移相器１００位相誤差をθ３とすると、入
力信号のｆｃ＋δ及びｆｃ−δに応じて、と表される。■信号８は変調周波数の正負による位相反
転のない信号であり、Ｑ信号９は変調周波数の正負つま
り送信データに対応する位相反転情報を保有した信号で
、■信号とＱ信号の位相関係はお互いに直交している。

ここでＩ信号８とＩ信号８を低周波広帯域９０’移相の
移相回路１０に通した出力、信号１１とを第３のミクサ
１２に供給し、■信号８とＱ信号９を第４のミクサ１３
に供給する。第３のミクサ１２の出力として、変調周波
数δの正負による位相反転のない２倍の変調周波数の出
力信号り、１４を得て、第４の□フサ１３の出力として
変調周波数δの正負に対応する位相反転情報を保有した
２倍の変調周波数の出力信号り雪１５を得ることができ
るので、特に低周波出力信号において低い周波数側での
原因によるデータ復調の誤り率の劣化が問題となるので
あるが、従来のδ−Δｆの場合よりも周波数が２倍高く
、２（δ−Δｆ）となりデータ復調において１つのデー
タに含まれる変調信号の量が増したことになりはるかに
有利な復調形式となる。

しかもそれら２つの出力信号については、データに応じ
てお互いの位相関係が同相あるいは逆相となる信号が得
られているので容易に復調回路１６で元のデータの復調
出力信号１７を得ることが可能となる。

以上の説明から明らかなように本実施例によれば、搬送
波と局部発振周波数との周波数の許容差を増し、周波数
安定度が不利となる高い周波数帯においても良好なデー
タ受信を可能とすることができる。

なお本実施例では、第１のローパスフィルタ出力信号８
をＩ信号、第２のローパスフィルタ出力信号９をＱ信号
としているが、逆にして構成してもよい。

次に以下、第２図（ａ）を参照しながら本発明の第２の
実施例について説明する。第２図は本発明におけるデー
タ受信機の回路ブロック図である。第１図の構成と異々
る点はそれぞれ第１、第２、第３の制限増幅器２０．２
２．２４、及びそれぞれ第１、第２の排他的論理和演算
器２６．２７を設けた点である。

以上のような構成において、第１の実施例がアナログ信
号処理であるのに対し本実施例ではディジタル信号処理
として同様の動作を行っており、以下にその動作を回路
構成のブロックを示した第２図（ａｌと本発明によるデ
ータ受信機に用いる信号の波形のタイムチャートを示し
た第２図（ｂ）を参照して説明する。上記構成において
、第１のローパスフィルタ６の出力にＩ信号８、第２の
ローパスフィルタ７の出力にＱ信号９が得られるところ
までは第１図に示した実施例と同様である。■信号８は
変調周波数の正負による位相反転のない信号であり、Ｑ
信号は変調周波数の正負つまり送信データ６０に対応す
る位相反転情報を保有した信号で、工信号８とＱ信号９
との位相関係はお互いに直交している。■信号８とＱ信
号９の波形をそれぞれ第２図（ｂｌの（ロ）、（ハ）に
示す。ここでは送信データ６０の“０″の場合がδ−Δ
ｆの場合に相当するとし周波数を低くして示している。

■信号８を第１の制限増幅器２０で波形整形した出力信
号り、２１　（第２図（ｂｌの−と、■信号８を低周波
広帯域９０’移相回路１０に通した出力信号１１を第２
の制限増幅器２２で波形整形した出力信号り、２３（第
２図（ｂｌの（ホ）とを、第１の排他的論理和演算器２
６に供給することにより、変調周波数の正負による位相
反転のない即ち送信データ信号６０によらない２倍のピ
ットレートの信号り、１４（第２図（ｂｌの（））が得
られる。また第１の制限増幅器２０からの出力と、第２
の低周波出力信号の後に設けた第３の制限増幅器２４か
らの出力信号り、２５（第２図（ｂｌの（へ）とを第２
の排他的論理和演算器２７に供給することにより、変調
周波数の正負つまり送信データ６０に対応する位相反転
情報を保有した２倍のビットレートの信号Ｄ＊１５（第
２図（ｂ）の（７））が得られる。しかもそれら２つの
出力信号については、データに応じてお互いの位相関係
が同相あるいは逆相となる信号が得られているので復調
回路１６により容易に元のデータを復調（第２図（ｂ）
の（す））することが可能となる。

搬送波と局部発振器の周波数誤差Δｆが存在すると、デ
ータの′１＃または０”において一方の変調信号のデー
タレートがδ＋Δｆに応じて高くなり、もう一方の変調
信号のデータレートがδ−Δｆに応じて低くなることに
なり、低い変調信号のデータレート側での原因によるデ
ータ復調の誤り率の劣化が問題となるのであるが、低い
側でも従来の場合よりも変調信号のデータレートが２倍
高いのでデータ復調においてはるかに有利な復調形式と
なる。

以上の説明から明かなように本実施例によれば、搬送波
と局部発振周波数との周波数の許容差を増し、周波数安
定度が不利となる高い周波数帯においても良好なデータ
受信を可能とすることができる。

なおＩ信号８、Ｑ信号９に対して逆に構成しても本実施
例と同様の動作を行い復調用出力信号Ｄ１およびり、が
得られる。

以上の説明から明らかなように１動作原理としてはアナ
ログ信号処理を行うミクサの場合も、ディジタル信号処
理を行う排他的論理和演算器の場合も同様であり、これ
らの上位概念の混合演算器として同様の原理を適用する
ことができる。

次に、第３図を参照しながら本発明の第３の実施例につ
いて説明する。第３図１ａｄ、　ｌｂ）は、本発明にお
けるデータ受信機の第１、第２の低周波出力信号以降（
第１図、第２図（ａｌにおけるＡ−Ａ’線側）の回路ブ
ロック図である。

第３図（ａｌ、　（ｂ）のそれぞれにおいて、３０．３
１．３２３４はミクサ、３３は第２の低周波広帯域９０
’の移相回路である。同図（ａ）、（ｔ＋ｌに示す実施
例では一方が送信データによる位相反転のある信号で、
もう一方が送信データによる位相反転の無い信号で、お
互いに直交位相の関係の２つの入力信号から２つのミク
サ３０．３１により混合乗算することにより、あるいは
低周波広帯域９０°の移相回路３３及び２つミクサ３２
．３４により混合乗算することにより、周波数はそれぞ
れ２倍になるが、一方がデータによる位相反転のある信
号でもう一方がデータによる位相反転の無い信号で、お
互いに直交位相の関係の２つの出力信号が得られるので
、その後に第１の実施例の回路を接続することができさ
らに高い低周波出力信号として復調できる。

なお、第３図（ａｌ、（ｂｌいずれの場合においてもど
ちらの入力を位相反転側のデータとしてもよい。

また、ミクサ３０．３１あるいはミクサ３２．３４の出
力信号の周波数は入力信号の２倍になるが、一方がデー
タによる位相反転のある信号でもう一方がデータによる
位相反転の無い、お互いに直交位槽の関係の２つの信号
という関係が保持されるので、これを複数段用いること
もできる。

従って低い周波数側での原因によるデータ復調の誤り率
の劣化に対して従来の場合よりも周波数的にはるかに有
利な復調形式となる。しかもそれら２つの出力信号から
第１の実施例に示したように、送信されてくるデータに
応じてお互いの位相関係が同相あるいは逆相となる信号
が第３、第４のミクサ１２．１３の出力として得られる
ので復調回路１６により容易に元のデータを復調するこ
とが可能となる。

以上の説明から明らかなように本実施例によれば、搬送
波と局部発振周波数との周波数の許容差をさらに増し、
周波数安定度が不利となる高い周波数帯においても良好
なデータ受信を可能とすることができる。

第４図（ａ）、（ｂｌ、（ｃ）は、本発明における第４
の実施例におけるデータ受信機の復調回路１６の回路ブ
ロック図である。まず第４図（ａ）の場合、例えば第１
の実施例などに用いられ、第３のミクサ１２の出力信号
Ｄ１１４と第４のミクサ１３の出力信号り、　１５とは
送信されてくるデータに応じてお互いの位相関係が同相
あるいは逆相と々る信号であり、これらの信号をミクサ
４０に供給すると混合乗算され同相の場合には正の低周
波信号が出力され逆相の場合には負の低周波信号が出力
されるので、検波器４１によりデータ復調信号１７を得
ることができる。なお第１と第２の低周波出力信号に対
する以降の回路の構成方法により送信データと復調デー
タとの位相が逆転する場合には位相反転を含めた検波器
４１とする。次に第４図（ｂｌの場合、例えば第２の実
施例等に用いられ、第１の排他的論理和演算器２６の出
力信号Ｄ１１４と第２の排他的論理和演算器２７の出力
信号Ｄｄ５とはデータに応じてお互いの位相関係が同相
あるいは逆相となる信号であるので、排他的論理和演算
器４２に供給することによりデータ復調信号１７を得る
ことができる。々お、第１と第２の低周波出力信号に対
する以降の回路の構成方法により送信データと復調デー
タとの位相が反転している場合もあるがその場合には第
４図（ｃｌのように排他的論理和演算器４２の後にイン
バータ４３を設けて位相を反転すればよい。

また排他的論理演算器４２の演算の際の誤差により細か
いパルスが発生することＫなるが、これらの回路の後に
設けるデータフィルタと呼ばれるローパスフィルタによ
り取り除くことができる。また本実施例による構成は特
に集積回路化に適している。

また復調回路を第５図に示す実施例のようにすると、デ
ータの“１＃あるいは０”に応じて、低周波出力信号が
有る状態あるいは出力信号が相殺されほとんど一定信号
となる状態が和増幅器Ｕ及び差増幅器４５の出力として
得られるのでそれらの信号を合成検波する回路４６によ
りデータ復調信号１７を得ることができる。この場合に
も回路の構成方法により送信データと復調データとの位
相が逆転する場合には位相反転を含めた合成検波回路４
６とすると、どちらが和増幅器の場合でも、差増幅器の
入力方法がどちら側であっても同様の動作を行いデータ
の復調ができる。

発明の効果以上のように本発明は、局部発振周波数と正負の変調を
受けている搬送波の周波数ずれに対する許容幅を大きく
することができる。それにより、周波数安定度が不利と
なる高い周波数帯においても、良好なデータ受信を可能
とすることができ、特性向上と集積回路に対する適合性
から、その工業的に効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例におけるデータ受信機の
回路ブロック図、第２図（ａｌ及びｆｂｌは本発明の第
２の実施例におけるデータ受信機の回路ブロック図及び
同要部波形図、第３図は本発明の第３の実施例における
データ受信機の一部の回路ブロック図、第４図及び第５
図は本発明のデータ受信機の要部である復調回路の第４
、第５の実施例の回路ブロック図、第６図は従来のデー
タ受信機の回路ブロック図である。１・・・入力信号、２，３・・・ミクサ、４・・・局部
発振器、５・・・移相器、６．　７・・・ローパスフィ
ルタ、１０・・・低周波広帯域９０°移相回路、１２．
１３・・・ミクサ、２０、２２．２４・・・制限増幅器
、２６．２７・・・排他的論理和演算器。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）入力信号と局部発振信号とを混合してお互いに直
交位相関係にある第１の低周波出力信号と第２の低周波
出力信号とを生じさせる第１、第２の混合器と、前記第
１の低周波出力信号と、同じく前記第１の低周波出力信
号と第１の低周波広帯域９０度移相回路により移相させ
た信号とを混合する第３の混合器と、前記第１と第２の
２つの低周波出力信号を混合する第３の混合器と、前記
第１の混合器の出力と前記第２の混合器の出力とを用い
てデータ復調を行う復調回路とを有するデータ受信機。
（２）第３の混合器の出力と第４の混合器の出力とを第
８の混合器に供給することによりデータ復調を行うこと
を特徴とする請求項１記載のデータ受信機。
（３）第３の混合器の出力を和増幅器及び差増幅器に供
給し、第４の混合器の出力を前記和増幅器及び前記差増
幅器に供給し、前記和増幅器の出力信号及び前記差増幅
器の出力信号とから検波しデータを復調することを特徴
とする請求項１記載のデータ受信機。
（４）第１と第２の低周波出力信号を逆にして構成する
ことを特徴とする請求項１記載のデータ受信機。
（５）第３、第４、第８の混合器として排他的論理和演
算器を用い、前記排他的論理和演算器の以前に制限増幅
手段を設けることを特徴とする請求項１記載のデータ受
信機。
（６）入力信号と局部発振信号とを混合してお互いに直
交位相関係にある第１の低周波出力信号と第２の低周波
出力信号とを生じさせる第１、第２の混合器と、前記第
１の低周波出力信号を分配した出力のうちの２つの出力
を混合する１つあるいは複数段の第５の混合器と、前記
第１の低周波出力信号のもう一つの出力信号と前記第２
の低周波出力信号とを混合する１つあるいは複数段の第
６の混合器と、前記第５、第６の混合器の２つの出力信
号のうち一方を第３の低周波出力信号、もう一方を第４
の低周波出力信号とし、前記第３の低周波出力信号と、
同じく前記第３の低周波出力信号を第１の低周波広帯域
９０度移相回路により移相させた信号とを混合する第３
の混合器と、前記第３と第４の２つの低周波出力信号を
混合する第４の混合器と、前記第３の混合器の出力と前
記第４の混合器の出力とを用いてデータ復調を行う復調
回路とを有するデータ受信機。
（７）第１と第２の低周波出力信号と、第３、第４の低
周波出力信号との間に、第１の低周波出力信号と、第２
の低周波出力信号を第２の低周波広帯域９０度移相回路
により移相させた信号とを第６の混合器に供給し、前記
第２の低周波出力信号と前記第２の低周波広帯域９０度
移相回路の出力とを第７の混合器に供給し、前記第６の
混合器の出力と前記第７の混合器の出力を第３、第４の
低周波出力信号とする回路を１つあるいは複数段設ける
ことを特徴とする請求項６記載のデータ受信機。
（８）第３の混合器の出力と第４の混合器の出力とを第
８の混合器に供給することによりデータ復調を行うこと
を特徴とする請求項６記載のデータ受信機。
（９）第３の混合器の出力を和増幅器及び差増幅器に供
給し、第４の混合器の出力を前記和増幅器及び前記差増
幅器に供給し、前記和増幅器の出力信号及び前記差増幅
器の出力信号とから検波しデータを復調することを特徴
とする請求項６記載のデータ受信機。
（１０）第１と第２の低周波出力信号を逆にして構成す
ることを特徴とする請求項６記載のデータ受信機。
（１１）第３と第４の低周波出力信号を逆にして構成す
ることを特徴とする請求項６記載のデータ受信機。
（１２）第３〜第８の混合器として排他的論理和演算器
を用い、前記排他的論理和演算器の以前に制限増幅手段
を設けることを特徴とする請求項６記載のデータ受信機
。