JPH0344510B2 - - Google Patents
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- JPH0344510B2 JPH0344510B2 JP57009654A JP965482A JPH0344510B2 JP H0344510 B2 JPH0344510 B2 JP H0344510B2 JP 57009654 A JP57009654 A JP 57009654A JP 965482 A JP965482 A JP 965482A JP H0344510 B2 JPH0344510 B2 JP H0344510B2
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- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 30
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- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 4
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/01—Asynchronous machines
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、すべり周波数を調整して、１次電流
を励磁電流成分と２次電流成分とに分けて制御す
るようにしたベクトル制御装置の改良に係るもの
である。
を励磁電流成分と２次電流成分とに分けて制御す
るようにしたベクトル制御装置の改良に係るもの
である。
従来、誘導機のベクトル制御における２次抵抗
の変化補償法につぎのような先例がある。
の変化補償法につぎのような先例がある。
すなわち、これは電圧の積分より磁束のスカラ
量を求め、このスカラ量を一定にするようにスリ
ツプ周波数を調整している。この手段では１次周
波数が零の時不正確であり、静止トルクを必要と
する場合に問題となる。
量を求め、このスカラ量を一定にするようにスリ
ツプ周波数を調整している。この手段では１次周
波数が零の時不正確であり、静止トルクを必要と
する場合に問題となる。
しかして、現在実用化されているカゴ形誘導機
のベクトル制御は、フリツプ周波数sfをモータ定
数より sf＝R2I2／MI0 （ここに、R2は２次抵抗、I2は２次電流、Ｍは
１次２次相互インダクタンス、I0は励磁電流であ
る。） としているが、２次抵抗R2は温度変化120℃程度
で50％程度変化する。
のベクトル制御は、フリツプ周波数sfをモータ定
数より sf＝R2I2／MI0 （ここに、R2は２次抵抗、I2は２次電流、Ｍは
１次２次相互インダクタンス、I0は励磁電流であ
る。） としているが、２次抵抗R2は温度変化120℃程度
で50％程度変化する。
したがつて、温度変化による２次抵抗R2の変
化に対応してスリツプ周波数sfを可変にすべきで
ある。
化に対応してスリツプ周波数sfを可変にすべきで
ある。
この調整がない場合、励磁電流I0とトルク電流
である２次電流I2との直交関係が保持されず、ト
ルクが25％程度変化する。
である２次電流I2との直交関係が保持されず、ト
ルクが25％程度変化する。
ここにおいて、本発明は、従来装置の欠点を除
去し２次抵抗変化を補償する誘導機のベクトル制
御装置を提供することを、その目的とする。
去し２次抵抗変化を補償する誘導機のベクトル制
御装置を提供することを、その目的とする。
先ず本発明の原理を述べておく。
励磁電流指令ベクトルI〓0sと誘導機の検出演算
した２次鎖交磁束ベクトルφ〓2とを比較し、この
ベクトル誤差を零にするようにスリツプ周波数sf
を調整する。
した２次鎖交磁束ベクトルφ〓2とを比較し、この
ベクトル誤差を零にするようにスリツプ周波数sf
を調整する。
その手段として、
○イ ベクトル誤差を零にするPLL（位相ロツクル
ープ回路）を追加して設ける。
ープ回路）を追加して設ける。
○ロ ２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の検出演算器を追
加して備える。
加して備える。
この結果、２次抵抗R2の変化に対応したスリ
ツプ周波数が制御的に与えられ、誘導機は完全な
直流機特性を有することになる。
ツプ周波数が制御的に与えられ、誘導機は完全な
直流機特性を有することになる。
では、本発明の実施例について説明する。
第１図は本発明の第１の実施例のブロツク図、
第２図は電流電圧ベクトル図、第３図は誘導機の
等価回路図、第４図は一部回路詳細図である。
第２図は電流電圧ベクトル図、第３図は誘導機の
等価回路図、第４図は一部回路詳細図である。
第１図において、Nsは速度指令、１，４，９，
１１，１２は減算器、ANは速度アンプ、iτはト
ルク電流指令、２は乗算器、I〓2sは２次電流指令
ベクトル、３，６は加算器、I〓1sは１次電流指令
ベクトル、AIは電流増幅器、COMは比較器、H
はキヤリア周波数、INVはGTRからなるインバ
ータ、COMはダイオードからなるコンバータ、
SOUは交流電源、CTは変流器、I〓1は１次電流ベ
クトル、７は誘導機の２次もれインダクタンスl2
の係数器、８は誘導機の１次インピーダンス係数
器（R1は１次抵抗、l1は１次もれインダクタン
ス、ｐ＝ｄ／dtなる微分演算子でｔは時間）、10
は定数Ｍ／R1＋L1Pなる１次おくれフイルタ（L1は １次インダクタンスL1＝l1＋Ｍ）、Aθは磁束偏差
角増幅器、５はスリツプ周波数s演算器、OSCは
基準２相正弦波発振器、I〓0sは励磁電流指令ベク
トル、１３は誘導機、TGはタコゼネ、１４は周
波数電圧変換器である。
１１，１２は減算器、ANは速度アンプ、iτはト
ルク電流指令、２は乗算器、I〓2sは２次電流指令
ベクトル、３，６は加算器、I〓1sは１次電流指令
ベクトル、AIは電流増幅器、COMは比較器、H
はキヤリア周波数、INVはGTRからなるインバ
ータ、COMはダイオードからなるコンバータ、
SOUは交流電源、CTは変流器、I〓1は１次電流ベ
クトル、７は誘導機の２次もれインダクタンスl2
の係数器、８は誘導機の１次インピーダンス係数
器（R1は１次抵抗、l1は１次もれインダクタン
ス、ｐ＝ｄ／dtなる微分演算子でｔは時間）、10
は定数Ｍ／R1＋L1Pなる１次おくれフイルタ（L1は １次インダクタンスL1＝l1＋Ｍ）、Aθは磁束偏差
角増幅器、５はスリツプ周波数s演算器、OSCは
基準２相正弦波発振器、I〓0sは励磁電流指令ベク
トル、１３は誘導機、TGはタコゼネ、１４は周
波数電圧変換器である。
いま、第２図に示すように、温度上昇につれて
２次抵抗R2が大きくなつたとき（第２図の実線
は指令値相当であり、点線は実際値を示す。）、２
次電圧ベクトルE〓2もそれに従つて大きくなり、
１次電圧ベクトルも大きくなる。
２次抵抗R2が大きくなつたとき（第２図の実線
は指令値相当であり、点線は実際値を示す。）、２
次電圧ベクトルE〓2もそれに従つて大きくなり、
１次電圧ベクトルも大きくなる。
そうすると、２次鎖交磁束ベクトルも大きくな
り、位相が進む。
り、位相が進む。
基準２相正弦波発振器OSCおよび磁束偏差角
増幅器A〓で構成されるPLL回路で、励磁電流指
令ベクトルI〓0sと２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の偏差
Δθが零になるまで磁束偏差角増幅器A〓からすべ
り周波数指令sを大きくするような補正信号が送
出される。
増幅器A〓で構成されるPLL回路で、励磁電流指
令ベクトルI〓0sと２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の偏差
Δθが零になるまで磁束偏差角増幅器A〓からすべ
り周波数指令sを大きくするような補正信号が送
出される。
つまり、２次抵抗R2がその増加分ΔR2とした
ときR2＋ΔR2になれば、すべり周波数係数器
（s）５からの信号が等価的に I2（R2＋ΔR2）／MI0に比例すべく、基準２相正弦波 発振器OSCに入力するので、励磁電流指令ベク
トルI〓0sの周波数も大きくなり、１次電電流指令
ベクトルI〓1sの周波数も大きくなり、１次電圧ベ
クトルE〓1の周波数が増大される。
ときR2＋ΔR2になれば、すべり周波数係数器
（s）５からの信号が等価的に I2（R2＋ΔR2）／MI0に比例すべく、基準２相正弦波 発振器OSCに入力するので、励磁電流指令ベク
トルI〓0sの周波数も大きくなり、１次電電流指令
ベクトルI〓1sの周波数も大きくなり、１次電圧ベ
クトルE〓1の周波数が増大される。
従つて、E1／1の比（ここで1は１次周波数で
1＝ω1／2π）が小さくなり２次鎖交磁束ベクトルΦ
〓2 が小さくなるので、２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の
位相が遅れるようになる。
1＝ω1／2π）が小さくなり２次鎖交磁束ベクトルΦ
〓2 が小さくなるので、２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の
位相が遅れるようになる。
そうして、E1／1の比が一定値になるように制
御される。
御される。
つまり、２次抵抗R2の変化に対応して励磁電
流指令ベクトルI〓0sと２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の
位相角が零になるようにすべり周波数を調整する
ことになるので、２次抵抗変化分ΔR2が自動的に
補償されることになる。
流指令ベクトルI〓0sと２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の
位相角が零になるようにすべり周波数を調整する
ことになるので、２次抵抗変化分ΔR2が自動的に
補償されることになる。
第３図は本発明の２次鎖交磁束ベクトル演算回
路（係数器７，８、減算器９，１１，１次おくれ
フイルタ１０からなる）の原理を説明している。
路（係数器７，８、減算器９，１１，１次おくれ
フイルタ１０からなる）の原理を説明している。
１次電圧E〓1および２次電圧E〓2は、
E〓1＝（R1＋L1p）I〓0＋（R1＋l1p）I〓2
E〓2＝MPI〓0−l2PI〓2
＝MP／R1＋L1P〔E〓1
−（R1＋l1p）I〓2〕−l2pI〓2
（ここに、I0は励磁電流である）
ゆえに、２次鎖交磁束Φ〓2は、
Φ〓2＝Ｍ／R1＋L1P〔E〓1
−（R1＋l1p）I〓2〕−l2I〓2
したがつて、第１図のような回路が構成され
る。
る。
本発明により追加して設けられた回路は第１図
で点線で囲つた範囲であり、これを除いた回路が
従来装置である。
で点線で囲つた範囲であり、これを除いた回路が
従来装置である。
また、１次電流指令ベクトルI〓1sの回路の詳細
を第４図に掲げておく。
を第４図に掲げておく。
そして、各量のベクトル表示はつぎのとおりで
ある。
ある。
ω1＝2π1
Φ〓2＝｜Φ2｜εjω1t
E〓1＝｜E1｜εj（ω1t＋θ）
I〓2s＝｜I2s｜εj（ω1t＋π／２）
I〓0s＝｜I0s｜εjω1t
I〓1s＝｜I1s｜εj（ω1t＋tan-1｜I2s｜／｜I0s｜）
第５図は、本発明の第２の実施例のブロツク図
である。
である。
図面において同一符号は同一もしくは相当部分
とする。
とする。
１５は電流開平器、PSは移相器、PCは通電幅
変換器、LDCは直流リアクトルである。なお、コ
ンバータCONとインバータINVはともにSCRで
構成されている。
変換器、LDCは直流リアクトルである。なお、コ
ンバータCONとインバータINVはともにSCRで
構成されている。
基本的な動作は第１図の第１の実施例と同じで
あるが、１次電流指令ベクトルI〓1sの絶対値（振
幅）を、２次電流指令I2sと他から設定によつて
与えられる励磁電流指令I0sを電流開平器１５で
演算してコンバータCONの電流指令とし、また
１次電流指令ベクトルI〓1sの位相角εj（ω1t＋tan-1
I2s／I0s）に相当する信号をインバータINVに指令す るようにしてある。
あるが、１次電流指令ベクトルI〓1sの絶対値（振
幅）を、２次電流指令I2sと他から設定によつて
与えられる励磁電流指令I0sを電流開平器１５で
演算してコンバータCONの電流指令とし、また
１次電流指令ベクトルI〓1sの位相角εj（ω1t＋tan-1
I2s／I0s）に相当する信号をインバータINVに指令す るようにしてある。
第６図は、本発明の第３の実施例のブロツク図
である。
である。
Ｃはコンデンサ、１６は磁束開平器、１７，１
９は減算器、１８は乗算器、２０は加算器、A〓
は磁束振幅調整用比例積分増幅器である。
９は減算器、１８は乗算器、２０は加算器、A〓
は磁束振幅調整用比例積分増幅器である。
誘導機１３の２次抵抗R2が温度上昇とともに
大きくなると、２次電圧ベクトルE〓2が大きくな
つて１次電圧ベクトルE〓1も大となる。
大きくなると、２次電圧ベクトルE〓2が大きくな
つて１次電圧ベクトルE〓1も大となる。
２次鎖交磁束の絶対値｜Φ2｜が大きくなるの
で、磁束（振幅）指令Φsとの差Φs−｜Φ2｜が負
になる。したがつて、磁束ベクトル調整用比例積
分増幅器A〓の出力が負になる。つまり、すべり
周波数指令が大きくなつたことになる。
で、磁束（振幅）指令Φsとの差Φs−｜Φ2｜が負
になる。したがつて、磁束ベクトル調整用比例積
分増幅器A〓の出力が負になる。つまり、すべり
周波数指令が大きくなつたことになる。
したがつて、基準２相正弦波発振器OSCの出
力周波数が大となり、１次電流指令I1sの周波数
も大となる。
力周波数が大となり、１次電流指令I1sの周波数
も大となる。
そして、１次電圧E1の周波数が大となり、励
磁電流指令絶対値｜I0s｜は一定であるので、１
次端子電圧E1と周波数1の比は小さくなる。
磁電流指令絶対値｜I0s｜は一定であるので、１
次端子電圧E1と周波数1の比は小さくなる。
つまり、２次鎖交磁束の絶対値｜Φ2｜が小さ
くなつて、Φs−｜Φ2｜が零となるように制御さ
れる。
くなつて、Φs−｜Φ2｜が零となるように制御さ
れる。
第７図は、本発明の第４の実施例のブロツク図
である。
である。
この実施例はコンバータCON，インバータ
INVを第５図の構成として、そのコンバータ
CONの制御も第５図の態様にし、インバータ
INVを制御する２次鎖交磁束ベクトル演算回路
と位相ロツクループ（PLL）回路は第６図のそ
れを適用している。
INVを第５図の構成として、そのコンバータ
CONの制御も第５図の態様にし、インバータ
INVを制御する２次鎖交磁束ベクトル演算回路
と位相ロツクループ（PLL）回路は第６図のそ
れを適用している。
第８図は、本発明の第５の実施例のブロツク図
である。
である。
この実施例は第９図に示すように誘導機１３の
ステータ１３０にサーチコイル１３２を分布巻に
しステータ巻線１３１の１次もれインダクタンス
を零にするようにして巻回し、誘起電圧ESCをと
り出し、このサーチコイル１３２の出力電圧を２
次鎖交磁束ベクトル演算器に入力して、２次鎖交
磁束ベクトルΦ〓2を演算するようにしたものであ
る。
ステータ１３０にサーチコイル１３２を分布巻に
しステータ巻線１３１の１次もれインダクタンス
を零にするようにして巻回し、誘起電圧ESCをと
り出し、このサーチコイル１３２の出力電圧を２
次鎖交磁束ベクトル演算器に入力して、２次鎖交
磁束ベクトルΦ〓2を演算するようにしたものであ
る。
なお、８′は１次抵抗R1係数器、１０′は１次
おくれフイルター、２１は減算器である。
おくれフイルター、２１は減算器である。
この２次鎖交磁束ベクトル演算器への入力とし
ての誘起電圧ESC、係数器８′、１次おくれフイル
タ１０′、およびI〓1−I〓2sの演算をする減算器２１
の他は第６図の実施例に等しい。
ての誘起電圧ESC、係数器８′、１次おくれフイル
タ１０′、およびI〓1−I〓2sの演算をする減算器２１
の他は第６図の実施例に等しい。
かくして本発明によれば、負荷誘導機の２次抵
抗の温度上昇による変化に基づく２次鎖交磁束ベ
クトルの増加によつて位相の進みにも適確に対応
でき、誘導機のベクトル制御に一段と進化した装
置が得られる。
抗の温度上昇による変化に基づく２次鎖交磁束ベ
クトルの増加によつて位相の進みにも適確に対応
でき、誘導機のベクトル制御に一段と進化した装
置が得られる。
第１図は本発明の第１の実施例のブロツク図、
第２図は電流電圧ベクトル図、第３図は誘導機の
等価回路図、第４図は一部回路詳細図、第５図は
本発明の第２の実施例のブロツク図、第６図は本
発明の第３の実施例のブロツク図、第７図は本発
明の第４の実施例のブロツク図、第８図は本発明
の第５の実施例のブロツク図、第９図はその誘導
機のステータに巻回したサーチコイルの状態図で
ある。 １，４，９，１１，１２，１７，１９…減算
器、２，１８…乗算器、３，６，２０…加算器、
５…スリツプ周波数演算器、７…２次漏れインダ
クタンス係数器、８…１次インピーダンス係数
器、８′…１次抵抗係数器、１０…定数Ｍ／R1＋L1P なる１次おくれフイルター、１０′…定数
Ｍ／R1＋MPなる１次おくれフイルター、１３…誘 導機、１４…周波数電圧変換器、１５…電流開平
器、１６…磁束開平器、Ns…速度指令、AN…速
度アンプ、AI…電流増幅器、H…キヤリア周波
数、COM…比較器、SOU…交流電源、CON…コ
ンバータ、LDC…直流リアクトル、Ｃ…コンデン
サ、INV…インバータ、CT…変流器、OSC…基
準２相正弦波発振器、A〓…磁束偏差角増幅器、
A〓…磁束振幅調整用比例積分増幅器、PS…移相
器、PC…通電幅変換器、TG…タコゼネ、i〓…ト
ルク電流指令、I〓0s…励磁電流指令ベクトル、I〓2s
…２次電流指令ベクトル、I〓1s…１次電流指令ベ
クトル、I〓1…１次電流ベクトル、E〓1…１次電圧ベ
クトル。
第２図は電流電圧ベクトル図、第３図は誘導機の
等価回路図、第４図は一部回路詳細図、第５図は
本発明の第２の実施例のブロツク図、第６図は本
発明の第３の実施例のブロツク図、第７図は本発
明の第４の実施例のブロツク図、第８図は本発明
の第５の実施例のブロツク図、第９図はその誘導
機のステータに巻回したサーチコイルの状態図で
ある。 １，４，９，１１，１２，１７，１９…減算
器、２，１８…乗算器、３，６，２０…加算器、
５…スリツプ周波数演算器、７…２次漏れインダ
クタンス係数器、８…１次インピーダンス係数
器、８′…１次抵抗係数器、１０…定数Ｍ／R1＋L1P なる１次おくれフイルター、１０′…定数
Ｍ／R1＋MPなる１次おくれフイルター、１３…誘 導機、１４…周波数電圧変換器、１５…電流開平
器、１６…磁束開平器、Ns…速度指令、AN…速
度アンプ、AI…電流増幅器、H…キヤリア周波
数、COM…比較器、SOU…交流電源、CON…コ
ンバータ、LDC…直流リアクトル、Ｃ…コンデン
サ、INV…インバータ、CT…変流器、OSC…基
準２相正弦波発振器、A〓…磁束偏差角増幅器、
A〓…磁束振幅調整用比例積分増幅器、PS…移相
器、PC…通電幅変換器、TG…タコゼネ、i〓…ト
ルク電流指令、I〓0s…励磁電流指令ベクトル、I〓2s
…２次電流指令ベクトル、I〓1s…１次電流指令ベ
クトル、I〓1…１次電流ベクトル、E〓1…１次電圧ベ
クトル。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 誘導機のすべり周波数を調整してベクトル制
御を行なうようにした誘導機の制御装置におい
て、 前記誘導機の１次端子電圧ベクトルE〓1から １次抵抗R1，１次漏れインダクタンスl1，微分
演算子ｐとしたとき（R1＋l1p）の係数を２次電
流指令ベクトルI〓2Sに乗算する１次インピーダン
ス係数器の出力を減算して 無負荷時誘導機端子電圧を導出し、 これに誘導機１次２次相互インダクタンスＭ，
１次自己インダクタンスL1としたとき Ｍ／（R1＋L1p）を乗算してギヤツプ磁束を求
め、 そのギヤツプ磁束から、前記２次電流指令ベク
トルI〓2Sに誘導機２次漏れインダクタンスl2を乗算
する２次漏れインダクタンス係数器の出力を減算
して ２次鎖交磁束ベクトルφ〓2を演算導出する２次鎖
交磁束演算回路を設け、 この２次鎖交磁束ベクトルφ〓2から基準２相正
弦波発振器の出力の励磁電流指令ベクトルI〓OSを
減算して偏差Δθを磁束偏差角増幅器Aθを介して
前記基準２相正弦波発振器へ入力する位相ロツク
ループ回路を構成するとともに、 その基準２相正弦波発振器への入力としてさら
に前記誘導機の回転数に比例した信号と前記すべ
り周波数に比例した信号を前記磁束偏差角増幅器
Aθの出力に加算して与え、 この基準２相正弦波発振器の出力を１次周波数
とすることを特徴とする誘導機の制御装置。 ２ 誘導機のすべり周波数を調整してベクトル制
御を行なうようにした誘導機の制御装置におい
て、 前記誘導機の１次端子電圧ベクトルE〓1から １次抵抗R1，１次漏れインダクタンスl1，微分
演算子ｐとしたとき（R1＋l1p）の係数を２次電
流指令ベクトルI〓2Sに乗算する１次インピーダン
ス係数器の出力を減算して 無負荷時誘導機端子電圧を導出し、 これに誘導機１次２次相互インダクタンスＭ，
１次自己インダクタンスL1としたとき Ｍ／（R1＋L1p）を乗算してギヤツプ磁束を求
め、 そのギヤツプ磁束から、前記２次電流指令ベク
トルI〓2Sに誘導機２次漏れインダクタンスl2を乗算
する２次漏れインダクタンス係数器の出力を減算
して ２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2を演算導出する２次鎖
交磁束演算回路を設け、 前記２次鎖交磁束ベクトルΦ〓2の振幅と磁束指
令信号との偏差量を入力する比例積分増幅器を備
え、 この比例積分増幅器の出力とすべり周波数に比
例した信号とを掛ける乗算器を有し、 前記誘導機の回転周波数に比例した信号から前
記乗算器の出力信号を減算した信号と前記すべり
周波数に比例した信号とを加算入力して励磁電流
指令ベクトルI〓OSを送出する基準２相正弦波発振
器とを具備したことを特徴とする誘導機の制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57009654A JPS58127583A (ja) | 1982-01-25 | 1982-01-25 | 誘導機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57009654A JPS58127583A (ja) | 1982-01-25 | 1982-01-25 | 誘導機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58127583A JPS58127583A (ja) | 1983-07-29 |
| JPH0344510B2 true JPH0344510B2 (ja) | 1991-07-08 |
Family
ID=11726197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57009654A Granted JPS58127583A (ja) | 1982-01-25 | 1982-01-25 | 誘導機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58127583A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109510553B (zh) * | 2018-12-13 | 2021-10-29 | 青岛海尔空调器有限总公司 | 控制空调压缩机转速波动的方法 |
| CN109639208B (zh) * | 2018-12-13 | 2021-10-29 | 青岛海尔空调器有限总公司 | 空调压缩机转速波动控制方法 |
-
1982
- 1982-01-25 JP JP57009654A patent/JPS58127583A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58127583A (ja) | 1983-07-29 |
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