JPH0334313B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は誘導電動機の１次電流をトルク成分と
励磁成分に分けてそれぞれ独立に制御する誘導電
動機の制御方法に関する。

〔発明の背景〕

誘導電動機の１次電流をトルク成分と励磁成分
に分解し、それぞれを独立に制御するものはベク
トル制御方法として良く知られている。ベクトル
制御方法を採用すると、誘導電動機においても直
流電動機と同様に高応答の速度制御を行える。

誘導電動機のベクトルと制御方法としては大別
すると磁束検出形ベクトル制御方式とすべり周波
数制御形ベクトル制御方式とがある。磁束検出形
ベクトル制御方式は誘導電動機に磁束検出器を設
けなければならず、汎用の誘導電動機に採用でき
ない。このため、近年はすべり周波数制御形ベク
トル制御方式が注目され、既に実用に供されてい
る。

ところで、すべり周波数制御形ベクトル制御方
式は電動機定数が一定という条件ですべり周波数
を演算により求めている。このため、電動機の２
次抵抗が温度などによつて変動すると、すべり周
波数を適正値にできなくなる。すべり周波数が適
正でないと１次電流のトルク電流成分と励磁電流
成分の大きさを指令値に一致させることができな
い。

このような点を解決するため誘導電動機の２次
抵抗値を測定し、すべり周波数の演算定数を修正
する方法が提案されている。

ところが、この方法は速度検出器の検出誤差及
び電動機の励磁インダクタンスの変動（設計値と
実際値の不一致による演算定数の設定誤差、或い
は運転中における電動機鉄心飽和の影響）によ
り、すべり周波数を適正値にすることができな
い。したがつて、ベクトル制御を精度良く行うこ
とができないという問題点を有する。

〔発明の目的〕

本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするところはすべり周波数を常に適正値
にして一次電流のトルク電流成分と励磁電流成分
を所望値にできる誘導電動機の制御方法を提供す
ることにある。

〔発明の概要〕

本発明の特徴とするところは、誘導電動機の回
転速度を検出し、該回転速度検出値と回転速度の
指令値との偏差からトルク電流指令値を生成し、
すべり周波数指令値を前記トルク電流指令値より
求め、また、誘導電動機の端子電圧を検出し、該
電圧の制御系で決定した励磁電流成分に対して平
行な電圧成分を求め、該電圧成分と前記回転速度
検出値と前記すべり周波数指令値とにより、前記
誘導電動機の１次周波数を制御すると共に、誘導
電動機の前記端子電圧検出値より前記励磁電流成
分に対して直交な電圧成分を求め、該電圧成分が
その設定値となるように、励磁電流指令を補正を
するようにしたことにある。

なお、電動機電圧とは端子電圧あるいは端子電
圧から漏れインピーダンス降分を差し引いた誘導
起電力のことである。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

第１図において、１はゲートターンオフサイリ
スタなどのスイツチング素子とダイオードで構成
されるPWMインバータで、１相分のみを示して
いる。２は誘導電動機、３は電動機２の速度指令
信号N^*を出力する速度指令回路、４は速度検出
器、５は速度指令信号N^*と速度検出器４の速度
検出信号Ｎを比較し、トルク電流指令i〓^*を出力
する速度制御回路、６は電動機２の端子電圧を検
出する変圧器、７は変圧器６で検出した端子電圧
v_u，v_v，v_wを２相信号v₁〓，v₁〓に変換する相数変
換回路、８は端子電圧ｖの回転座標軸成分（励磁
電流成分に対して平行成分e_dと直交成分e_q）を検
出するための電圧成分検出回路、９は周波数指令
信号₁ ^*（直交成分e_qの指令信号e_q ^*）と電圧成分
検出回路８の直交成分信号e_qの偏差を増巾し励磁
電流補正信号Δi_n ^*を出力する電圧偏差増巾器、
１０は電動機２の１次電流の励磁電流成分の信号
i_nsを出力する励磁電流指令回路、１１は励磁電
流指令信号i_nsと励磁電流補正信号Δi_n ^*を加算し
励磁電流指令信号i_n ^*を出力する加算器、１２は
トルク指令信号i〓^*に比例したすべり周波数指令
信号_s ^*を出力するすべり周波数演算回路、１３
は速度検出信号Ｎに比例した回転周波数_rとすべ
り周波数指令信号_s ^*を加算し周波数指令信号₁ ^*
を出力する加算器、１４は周波数指令信号₁ ^*に
比例した周波数の２相正弦波信号p_a（＝cosω₁t）、
P_b（＝sinω₁t）を出力する発振器である。なお、
ω₁は１次角周波数である。１５，１６は励磁電
流指令信号i_n ^*と正弦波信号p_aあるいはトルク電
流指令信号i〓^*と正弦波信号p_bを掛算し１次電流
の励磁成分およびトルク成分の電流パターン信号
（正弦波信号）i₁〓，i₁〓を出力する乗算器、１７は
電動機２の１次電流の電流パターン信号i₁ ^*を出
力する加算器、１８は電流検出器、１９は電流パ
ターン信号i₁ ^*に比例するように電動機２の１次
電流i₁を制御する電流制御回路、２０はPWMイ
ンバータ１にゲート信号を与えるためのゲート回
路である。なお、部品番号１５〜２０については
インバータ１の相数に対応して３組設けられる
が、１相分のみ示し他の２組は図示を省略してあ
る。

第２図に電圧成分検出回路８の一例を示す。

第２図において、３１〜３４は電圧信号v₁〓，
v₁〓を基準入力信号として加えられるＤ／Ａ変換
器、３５，３６は加算器である。

次に、第１図の動作を説明する。

まず、本発明の理解を容易にするため、すべり
周波数制御形ベクトル制御方式の原理を簡単に説
明する。

誘導電動機２の回転磁界座標系の１つの軸をｄ
軸、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とし、１次電流i₁の
ｄ軸成分i₁dとｑ軸成分i₁qについて次式の如く制
御すれば、ｄ軸成分i₁dは励磁電流i_nに、またｑ
軸成分i₁qはトルク電流i〓に対応させて制御するこ
とができる。

｜i₁｜＝√（₁）²＋（₁）² …(1) ω_s＝１／T₂・i₁q／i₁d …(2) θ＝tan^-1i₁q／i₁d …(3) ここに、i₁：１次電流 ω_s：すべり角周波数（＝2π_s） T₂：２次時定数 θ：ｄ軸に対する１次電流i₁の位相 １次電流i₁の大きさを(1)式、すべり角周波数ω_s
を(2)式、かつ１次電流i₁の位相θを(3)式を満足す
るように制御すれば、１次電流i₁のｄ軸成分i₁dに
応じて磁束φを、またｑ軸成分i₁qに応じてトル
クτを各々独立に制御することができる。このと
きのベクトル図は第３図ａのようになる。このと
き、トルクτは次式にて示されるようにｑ軸電流
成分i₁qに対して応答遅れなく制御される。

τ＝kφi₁q …(4) ここに、ｋ：比例定数 以上すべり周波数制御形ベクトル制御方法の原
理を説明したが、以下、第１図の実施例の動作を
詳細に説明する。

まず、１次電流i₁の大きさと位相が(1)式と(3)式
に従い制御されることを説明する。

発振器１４は加算器１３の１次周波数指令信号
₁ ^*に比例した周波数で互いに90度の位相差の２
相正弦波信号p_a，p_bを出力する。

p_a＝cosω₁t p_b＝sinω₁t …(5) ただし、ω₁＝2π₁ ^* 乗算器１５は励磁電流指令信号i_n ^*と正弦波信
号p_aを掛算して励磁電流パターン信号i₁〓を出力
し、また乗算器１６はトルク電流指令信号i〓^*と
正弦波信号p_bを掛算してトルク電流パターン信号
i₁〓^*を出力する。両電流パターン信号i₁〓^*，i₁〓^*を
図示の極性で加算器１７に加えベクトル加算し１
次電流パターン信号i₁ ^*を求める。この関係を式
で示すと次のようになる。

i₁ ^*＝i₁〓^*＋i₁〓^* ＝√_n ^*2＋〓^*2cos（ω₁t＋θ） …(6) ここに、 i₁〓^*＝i_n ^*cosω₁t i₁〓^*＝−i〓^*sinω₁t θ＝tan^-1i〓^*／i_n ^* 電流制御回路１９は１次電流パターン信号i₁ ^*
と電流検出器１８の電流検出信号i₁を入力しイン
バータ１の点弧制御を行う。これによりインバー
タ１の出力電流i₁は１次電流パターン信号i₁ ^*に比
例するよう制御される。

このようにして電動機２の磁束軸とｄ軸電流成
分i₁dが一致している基準状態においては励磁電
流設定信号i_ns（＝i_n ^*）に比例してｄ軸電流成分
i₁dが制御され、トルク電流指令信号i〓^*に比例し
てｑ軸電流成分i₁qが制御され、(1)式及び(3)式の
関係は満足される。なお、基準状態においては励
磁電流指令信号i_n ^*と励磁電流設定信号i_nsは等し
くなる。

次に、すべり角周波数ω_sを(2)式のように制御
する動作を説明する。

加算器１３において、すべり周波数演算回路１
２からすべり周波数指令信号_s ^*（トルク電流指
令信号i〓^*に比例）と速度検出信号Ｎに比例した
回転周波数信号_rが加算され、周波数指令信号
₁ ^*が取り出される。なお電圧成分検出回路８の
ｄ軸電圧成分e_dは零とする。ｄ軸電圧成分e_dにつ
いては後述する。

電動機２の１次周波数指令値₁ ^*は次式で決定
される。

₁ ^*＝_r ^*＋_s ^* …(7) 一方、すべり周波数の実際値_sと一次周波数₁
の関係は次式にて示される。

₁＝_r＋_s …(8) したがつて、₁が₁ ^*に一致して制御され回転
周波数_rの検出誤差がなければ_s ^*＝_sとなり、_s
は_s ^*に一致するように制御される。_s ^*は(9)式に
従い決定されるため、前述したi_1d＝i_b ^*，i_1q＝i〓^*
の関係と合いまつて_sは(2)式に従うように制御さ
れる。

_s ^*＝１／2πT₂ ^*・i〓^*／i_n ^* …(9) ここに、T₂ ^*：２次時定数の基準値 以上のようにして(1)〜(3)式の関係が満足される
ように制御されるのですべり周波数制御のベクト
ル制御を行える。

ところで、このようにしてベクトル制御を行う
のであるが、２次時定数の実際値T₂（＝（l₂＋
L₂）／r₂）は２時抵抗r₂とインダクタンス（l₂＋
L₂）の関数であり、それらは電動機の温度変化
或いは鉄心飽和により変動するため、(2)式にて与
えられるすべり角周波数ω_sの適正値は変動し、
(9)式に従い決定される指令値との間に不一致を生
じる。また、回転周波数_rに検出誤差があれば_s
を_s ^*に一致して制御することができない。これ
ら制御誤差による影響は本発明において次のよう
にして補償される。

本発明による制御誤差の補償原理を説明する。

制御誤差の影影は電動機電圧（磁束）の変動と
して現われる。したがつて、電動機電圧の基準値
からの変動をもつて電動機の１次周波数及び励磁
電流を制御することにより制御誤差を補償するこ
とができる。以下、さらに詳細に第４図を参照し
て本発明の補償原理について説明する。

第４図はトルク電流指令信号i〓^*と励磁電流指
令信号i_n ^*が一定の場合における、すべり周波数
_sに対する電動機磁束φの変化を示す。第４図に
おいてφ_d，φ_qはｄ，ｑ軸の各磁束成分、φはφ_d，
φ_qのベクトル合成磁束である。

なお、第４図ａはトルク電流指令信号i〓^*が正
の定格値で誘導電動機２が正の定格トルクを発生
すべきときの特性図、同図ｂはトルク電流指令信
号i〓^*が零の特性図および同図ｃは誘導電動機２
が負の定格トルクを発生するときの特性図であ
る。

第４図ａにおいてｘ点がｑ軸磁束成分φ_qが零
となる基準状態動作点である。磁束φについて考
察するに基準状態動作点ｘのときの磁束φを1.0
（p.u.）とする。すべり周波数_sが動作点ｘより過
大であるときはφ＜1.0（p.u.）となり、トルクが
低下する。このときのベクトル図は第３図ｃのよ
うになる。逆に、すべり周波数_sが過小であると
きはφ＞1.0（p.u.）となり電動機電圧が上昇する。
ベクトル図は第３図ｂのようになる。

なおすべり周波数_sが適正値より過大とは、例
えば２次抵抗値が基準値に比べ小の場合であつ
て、すべり周波数演算回路１２のすべり周波数指
令信号_s ^*が(2)式にて決定されるすべり周波数_s
の適正値より大となるような場合である。

一方、ｑ軸磁束成分φ_qについてみると第３図
のベクトル図からも明らかなように動作点ｘを境
界にして極性が変化する。すべり周波数_sが過大
であるときはφ_q＜０となり、逆に、すべり周波
数_sが過小のときはφ_q＞０となる。したがつて、
φ_q＞０ならば１次周波数₁を上げ、φ_q＜０ならば
下げるようにしてｑ軸磁束成分φ_qに応じてすべ
り周波数_sを修正制御すれば動作点は基準状態動
作点に移る。

このようにｑ軸磁束成分φ_qに応じてすべり周
波数_sを修正することによつて制御誤差による影
響を除いてベクトル制御を精度良く行えることが
分る。

ただし、第４図の特性から分るようにトルク電
流指令信号i〓^*が大きいと、つまり負荷が大きく
なるとφ_q＜０の範囲においてｑ軸磁束成分φ_qの
絶対値｜φ_q｜が小さくなる。絶対値｜φ_q｜が小
さくなるとすべり周波数_sの変化分Δ_sに対する
ｑ軸磁束成分φ_qの変化分Δφ_qの値Δφ_q／Δ_sも小
さくなりゲインが低下する。｜φ_q｜が小となる原
因はすべり周波数_sの増加により磁束φ及びｄ軸
磁束成分φ_dが減少するためである。したがつて、
ゲイン低下を解決するには次のような制御を行う
ことにより実現できる。

磁束成分φ_d，φ_qは定常時において次式にて与
えられる。

φ_d＝（ω_sT₂φ_q＋Mi₁d） …(10) φ_q＝（−ω_sT₂φ_d＋Mi₁q） …(11) ここに、Ｍ：励磁インダクタンス ｑ軸磁束成分φ_qは基準状態動作点においては
零であるが、すべり角周波数ω_s（＝2π_s）の変動
に応じて正負に変化する。そのゲイン（Δφ_q／
Δω_s）は(11)式から分かるようにｄ軸磁束成分φ_qに
比例する。φ_q＜０においてゲインが小となる理
由はｄ軸磁束成分φ_dが減少するからである。し
たがつて、ｄ軸磁束成分φ_dが一定に保たれるよ
うに制御すればゲイン低下を防止できる。ｄ軸磁
束成分φ_dは(10)式に示すようにｄ軸電流成分i₁dに
応じて変化する。ｄ軸磁束成分φ_dを検出し定格
値からの変動に応じてｄ軸電流成分i₁dを制御す
ることによりｄ軸磁束成分φ_dを一定値に保つこ
とが可能となる。

同様に、電動機の製作誤差による励磁電流の変
動（励磁インダクタンスＭの変動）による磁束φ
及びφ_dの変動についてもｄ軸磁束成分φ_dが一定
値となるようにｄ軸電流成分i₁dを制御すること
により同時に補償される。

第４図ｂ，ｃの場合においてもｑ軸磁束成分
φ_qに応じて１次周波数₁を制御し、ｄ軸磁束成分
に応じてｄ軸電流成分i₁dを制御することにより、
常に基準状態での動作を行える。このようにして
(2)式の関係に従いすべり周波数_sが常に適正値と
なるよう制御される。

第１図の実施例において制御誤差の補償は次の
ようにして行われる。

変圧器６で検出した誘導電動機２の端子電圧
v_u，v_v，v_wを相数変換回路７に導き次式の関係で
２相信号v₁〓，v₁〓に変換する。

v₁〓＝v_u v₁〓＝１／√３（v_v−v_w） …(12) 電圧成分検出回路８は２相電圧信号v₁〓，v₁〓と
発振器１４の発振信号p_a，p_bを入力して電動機電
圧ｖの２軸成分、つまり励磁電流位相基準に対し
て90度位相差成分e_q（∝φ_d）と同位相成分e_d（∝
φ_q）を検出する。

Ｄ／Ａ変換器３１〜３４は発振器１４のデイジ
タル正弦波信号p_a，p_bをアナログ信号に変換する
が、その大きさは基準入力信号として加えられる
２相信号v₁〓，v₁〓によつて決定される。Ｄ／Ａ変
換器３１〜３４は次式のような出力p_c〜p_fを生じ
る。

p_c＝v₁〓cosω₁t p_d＝v₁〓sinω₁t p_e＝v₁〓sinω₁t p_f＝v₁〓cosω₁t …(13) Ｄ／Ａ変換器３１，３２の出力信号p_c，p_dを加
算器３５で加算しｄ軸電圧成分e_dを求め、また
Ｄ／Ａ変換器３３，３４の出力信号p_e，p_fを加算
器３６で図示の極性で加算することによりｑ軸電
圧成分e_qを求める。

ｄ軸およびｑ軸電圧成分e_d，e_qの求め方を整理
すると次式のようになる。

e_d e_q＝ cosω₁t sinω₁t −sinω₁t cosω₁tv₁〓 v₁〓 …(14) このようにして検出された電圧成分e_d，e_qは誘
導電動機２の漏れインピーダンス降下を無視すれ
ば磁束成分φ_d，φ_qと次式の関係がある。

e_d＝−ω₁φ_q e_q＝ω₁φ_d …(15) ｄ軸電圧成分e_dによりｑ軸磁束成分φ_qを検出で
き、またｑ軸電圧成分e_qによりｄ軸磁束成分φ_dを
検出できる。

電圧成分検出回路８で検出されたｄ軸電圧成分
e_dがすべり周波数指令信号_s ^*及び回転周波数信
号_rと共に加算器１３に加えられる。ｄ軸電圧成
分e_dは負（φ_q＞０に相当）の場合に加算器１３の
周波数指令信号₁ ^*が増加するように図示の極性
で加算される。発振器１４は周波数指令信号₁ ^*
に比例した周波数で正弦波信号p_a，p_bを出力す
る。したがつて、インバータ１の出力周波数₁は
周波数指令信号₁ ^*に比例するよう制御される。

このように、常にｄ軸電圧成分e_d＝０（φ_q＝０）
となるように１次周波数₁が制御され、この結果
すべり周波数_sは基準状態動作点の値に制御され
る。すべり周波数_sが基準状態動作点の値に制御
されることは２次抵抗の温度変化に伴うすべり周
波数の適正値の変化に追従してすべり周波数_sを
制御することになる。したがつて、２次抵抗変化
の影響を補償することができる。速度検出器４の
検出誤差や誘導電動機２の励磁インダクタンスの
変動による影響も同様に補償することができる。

一方、電圧成分検出回路８で検出されたｑ軸電
圧成分e_qは加算器１３の周波数指令信号₁ ^*と突
き合わされ、電圧偏差増巾器９に加えられる。こ
のとき、周波数指令信号₁ ^*はｑ軸電圧成分e_qの
指令信号として用いられる。電圧偏差増巾器９か
らはｑ軸電圧成分e_q（＝φ_d）の変動分に関係した
励磁電流補正信号Δi_n ^*が取り出される。この励
磁電流補正信号Δi_n ^*と励磁電流指令回路１０か
らの励磁電流設定信号i_nsを加算器１１において
加算して励磁電流指令信号i_n ^*を得る。誘導電動
機２の励磁電流i_n、すなわち１次電流i₁のｄ軸電
流成分i₁dは励磁電流指令信号i_n ^*となるように制
御される。この結果、ｄ軸磁束成分φ_dは常に一
定値に制御される。

以上のように制御するのであるが、すべり周波
数_sを常に適正値に保つことができ、また電動機
磁束φ（φ_q＝０のときφ＝φ_d）を所定値に制御す
ることができる。したがつて、２次抵抗の変動や
速度検出誤差などの制御誤差の影響を補償してベ
クトル制御を精度良く行える。

ここで、第１図の実施例においては磁束φを一
定値に制御するようにしているが、磁束φを調節
する場合にも同様に行える。この場合にはすべり
周波数演算回路１２において(9)式に従いトルク電
流指令信号i〓^*を励磁電流設定信号i_n ^*にて割算し
てすべり周波数指令信号_s ^*を求めるようにする
と共に周波数指令信号₁ ^*に励磁電流設定信号i_ns
を乗算してｑ軸電圧成分e_qの指令信号e_q ^*として
電圧偏差増幅器９に加えることにより容易に実現
できる。

また、電動機磁束φとｄ軸磁束成分φ_dは第４
図に示すように類似の関係にあるため、ｄ軸磁束
成分φ_dの代りに磁束φが所定値となるようにし
ても同様の効果が得られる。このときは電動機電
圧の大きさの検出信号を電圧偏差増巾器９に加え
るように構成すれば良い。さらに、電圧成分e_d，
e_qから漏れインピーダンス降下を差し引き誘導起
電力を求めた方がより一層精度良い制御可能とな
るので望ましい。

第５図に本発明の他の実施例を示す。

第５図はｄ軸とｑ軸の磁束成分φ_d，φ_qを演算
検出し、直接にφ_d，φ_qを制御するようにしたも
のである。

第５図において第１図と同一記号のものは相当
物を示し、磁束検出回路２１は次式に従い電動機
電圧の２相交流信号v₁〓，v₁〓を積分することによ
り、磁束成分φ〓，φ〓（２相交流信号）を検出する。

φ〓＝−∫（v₁〓−Zi₁〓）dt φ〓＝∫（v₁〓−Zi₁〓）dt …(16) ここに、Ｚ：漏れインピーダンス なお、Zi₁は磁束の検出精度を高めるために、
電動機の漏れインピーダンス降下の影響を１次電
流i₁（実際値または指指令値）を用いて補償した
ことを示す。

磁束成分検出回路２２は次式に従い磁束φの２
軸成分すなわち励磁電流位相基準に対し同位相成
分φ_dと90度位相差成分φ_qを各々検出する。

φ_d φ_q＝ cosω₁t sinω₁t −sinω₁t cosω₁tφ〓 φ〓 …(17) 磁束成分検出回路２２で検出されたｑ軸磁束成
分φ_qは加算器１３にφ_q＞０のとき周波数指令信
号₁ ^*が増加する極性にて加えられる。一方、ｄ
軸磁束成分φ_dは磁束指令回路２３からの磁束指
令信号φ_d ^*と突き合わされ、磁束偏差増巾器２４
に加えられる。磁束偏差増巾器２４はｄ軸磁束成
分φ_dと磁束指令信号φ_d ^*の偏差に応じた励磁電流
補正信号Δi_n ^*を出力し加算器１１に加える。そ
の後の動作は第１図と同一である。

このように第５図の本実施例においても第１図
と同様の制御を行わせることができ、同様の効果
が得られる。

第６図に本発明の他の実施例を示す。

第６図は電圧偏差増巾器９の励磁電流補正信号
Δi_n ^*を励磁電流指令信号i_n ^*として乗算器１５に
加えるようにしたものである。このようにしても
正弦波信号p_aの振幅はｑ軸電圧成分e_qが周波数指
令信号₁ ^*で定まる指令値e_q ^*となるように制御さ
れる。したがつて、第６図のようにしても第１図
と同様な効果が得られる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明は電動機電圧の励磁
電流成分に対する平行成分が零となるように１次
周波数を制御すると共に直交成分が設定値となる
ように励磁電流の大きさを補正しているのですべ
り周波数を常に適正値にすることができる。その
結果、２次抵抗及び励磁インダクタンスの変動並
びに速度検出誤差による制御誤差の影響を補償し
て精度良いベクトル制御を行える。

なお、上述の実施例はPWMインバータの例で
あるが、他のインバータであつてもその出力周波
数及び出力電圧（電流）が制御可能なものであれ
ば本発明を適用することができるのは勿論であ
る。

また、誘導電動機の速度制御を行うものでな
く、トルク制御を行うものであつても本発明を適
用できるのは明らかである。

さらに、上述の実施例はアナログ構成のものを
示したが、マイクロプロセツサなどを用いてデイ
ジタル制御を行う場合にも本発明を採用できるの
は勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図は第１図の電圧成分検出回路の一例を示す構成
図、第３図は本発明を説明するためのベクトル
図、第４図は本発明の原理を説明するための特性
図、第５図，第６図はそれぞれ本発明の他の実施
例を示す構成図である。 １…インバータ、２…誘導電動機、７…相数変
換回路、８…電圧成分検出回路、９…電圧偏差増
巾器、１３…加算器、１４…発振器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機に供給する１次電流のトルク電流
   成分と励磁電流成分の各成分を独立に指令し、１
   次電流の大きさと位相を制御する誘導電動機の制
   御方法において、前記誘導電動機の回転速度を検
   出し、該回転速度検出値と回転速度の指令値との
   偏差からすべり周波数指令値を求め、また、前記
   誘導電動機の電圧を検出し、該電圧の前記励磁電
   流成分に対して平行な電圧成分を求め、該電圧成
   分と前記回転速度検出値と前記すべり周波数指令
   値とにより、前記誘導電動機の１次周波数を制御
   することを特徴とする誘導電動機の制御方法。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記誘導電
   動機の電圧検出値より前記励磁電流成分に対して
   直交な電圧成分を求め、該電圧成分がその設定値
   となるように、前記励磁電流指令を補正すること
   を特徴とする誘導電動機の制御方法。