JPH0347025B2 - - Google Patents
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- JPH0347025B2 JPH0347025B2 JP59187277A JP18727784A JPH0347025B2 JP H0347025 B2 JPH0347025 B2 JP H0347025B2 JP 59187277 A JP59187277 A JP 59187277A JP 18727784 A JP18727784 A JP 18727784A JP H0347025 B2 JPH0347025 B2 JP H0347025B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- spectrum
- div
- signal
- scrambling
- circuit
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
- H04K1/00—Secret communication
- H04K1/04—Secret communication by frequency scrambling, i.e. by transposing or inverting parts of the frequency band or by inverting the whole band
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、入力信号のスペクトラムをスクラン
ブルに送出することにより、通信の秘話性を高く
する送信方式に関するものである。
ブルに送出することにより、通信の秘話性を高く
する送信方式に関するものである。
（従来の技術）
第５図ａは、現在使用されているPM変調送信
方式を表わすブロツク図であり、１は入力端子、
２はPM変調器、３は送信アンテナであり、ａは
観測点である。これに秘話機能としてスペクトラ
ムスクランブラを付加した送信方式を第１図ｂに
示す。この形式のものは内航船舶電話等の移動無
線に使用されている。同図において、４は入力端
子、５はスペクトラムスクランブラ、６はPM変
調器、７は送信アンテナであり、ｂ，ｃは観測点
である。
方式を表わすブロツク図であり、１は入力端子、
２はPM変調器、３は送信アンテナであり、ａは
観測点である。これに秘話機能としてスペクトラ
ムスクランブラを付加した送信方式を第１図ｂに
示す。この形式のものは内航船舶電話等の移動無
線に使用されている。同図において、４は入力端
子、５はスペクトラムスクランブラ、６はPM変
調器、７は送信アンテナであり、ｂ，ｃは観測点
である。
第５図ａ，ｂに示した送信機の送信変調度をそ
れぞれDivPMとDivEXとする。
れぞれDivPMとDivEXとする。
DivPM＝∫f2 f1 2G（）d (1)
DivEX＝∫f2 f1 2S〔Ｇ（）〕d (2)
ここにDivPMは第１図ａの送信変調度、DivEXは
第１図ｂの送信変調度、Ｇ（）は入力信号の電
力スペクトラム、Ｓ〔＊〕はスペクトラムスクラ
ンブル、は周波数である。又1，2は帯域の
下、上限周波数である。
第１図ｂの送信変調度、Ｇ（）は入力信号の電
力スペクトラム、Ｓ〔＊〕はスペクトラムスクラ
ンブル、は周波数である。又1，2は帯域の
下、上限周波数である。
電話の入力信号は主として音声である。音声の
パワースペクトラムは第２図に示す様な特性を有
しており、その長時間平均はG^（）＝G0 -2と近
似しうる。G0は定数、又、移動無線電話の場合
の周波数帯域〔1，2〕は〔0.3、３〕ｋHzであ
る。
パワースペクトラムは第２図に示す様な特性を有
しており、その長時間平均はG^（）＝G0 -2と近
似しうる。G0は定数、又、移動無線電話の場合
の周波数帯域〔1，2〕は〔0.3、３〕ｋHzであ
る。
従来の秘話送信方式の変調度DivEXが平文送信
時の変調度DivPMに比較してどれ位増大するかを
知るために、今、Ｓ〔＊〕を単純スペクトラム反
転（以下、単純反転と略称する）S′〔＊〕に限定
する。S′〔＊〕は単純反転を示し、例えばＧ（）
に対しては Ｓ〔Ｇ（）〕＝Ｇ（0−）、0＝1＋2、
∈
〔1，2〕 (3) となる。
時の変調度DivPMに比較してどれ位増大するかを
知るために、今、Ｓ〔＊〕を単純スペクトラム反
転（以下、単純反転と略称する）S′〔＊〕に限定
する。S′〔＊〕は単純反転を示し、例えばＧ（）
に対しては Ｓ〔Ｇ（）〕＝Ｇ（0−）、0＝1＋2、
∈
〔1，2〕 (3) となる。
上記条件の下で、式１、２からDivPM、DivEXを
求める。
求める。
観測点ａに信号G^（）を印加すると、DivPMは
次の様に与えられる。
次の様に与えられる。
DivPM＝∫3 0.3 2G0 -2d＝2.7G0 (4)
つぎに点ｂに信号G^（）を印加すると、点ｃ
には次の電力スペクトラムを有する信号TEX（）
が現われる。
には次の電力スペクトラムを有する信号TEX（）
が現われる。
TEX（）＝S′〔G^（）〕＝G^（0−）
したがつて、従来の第１の例の秘話送信機の変
調度DivEXは、 DivEX＝∫3 0.3 2TEX（）d ＝∫3 0.3 2G^（0−）dG^ ＝∫3 0.3 2G0（0−）-2d＝20.2G0(5) と求まる。
調度DivEXは、 DivEX＝∫3 0.3 2TEX（）d ＝∫3 0.3 2G^（0−）dG^ ＝∫3 0.3 2G0（0−）-2d＝20.2G0(5) と求まる。
式４，５とを比較すれば明らかになる事である
が、図５に示す様にPM変調器の前に単純反転を
挿入すると、それだけで10log（DivEX／DivPM）＝
8.7dB（電力比）の変調度拡大が生じ、送信機の
放射する電波の周波数占有帯域幅が拡大する欠点
が生じる。この占有帯域の拡大を防止するために
は、第３図に示す様に、アツテネータなどを挿入
し送信機への信号の入力レベルを減衰する必要が
有り、これが原因となり送信Ｓ／Ｎを劣化させる
第２の欠点があつた。第３図において、８は入力
端子、９はPM変調器、１０は送信アンテナ、１
１はアツテネータ、１２は単純反転、１３はPM
変調器、１４は送信アンテナであり、９のPM変
調器と１０の送信アンテナは８に入力する信号を
平文でPM送信する送信機を構成し、１１のアツ
テネータと１２の単純反転と１３のPM変調器と
１４の送信アンテナは８に入力信号を単純反転し
秘話暗号化しPM送信する送信機を構成する。
が、図５に示す様にPM変調器の前に単純反転を
挿入すると、それだけで10log（DivEX／DivPM）＝
8.7dB（電力比）の変調度拡大が生じ、送信機の
放射する電波の周波数占有帯域幅が拡大する欠点
が生じる。この占有帯域の拡大を防止するために
は、第３図に示す様に、アツテネータなどを挿入
し送信機への信号の入力レベルを減衰する必要が
有り、これが原因となり送信Ｓ／Ｎを劣化させる
第２の欠点があつた。第３図において、８は入力
端子、９はPM変調器、１０は送信アンテナ、１
１はアツテネータ、１２は単純反転、１３はPM
変調器、１４は送信アンテナであり、９のPM変
調器と１０の送信アンテナは８に入力する信号を
平文でPM送信する送信機を構成し、１１のアツ
テネータと１２の単純反転と１３のPM変調器と
１４の送信アンテナは８に入力信号を単純反転し
秘話暗号化しPM送信する送信機を構成する。
単純反転を挿入すると、上に述べた問題が発生
する。この問題を解決した従来の第２の秘話送信
方式が電子通信学会の論文誌（Vol.J64−Ｂ、No.
5p245，1981年５月）に携載されている。この方
式を簡単に説明し、その欠点を明らかにする。
する。この問題を解決した従来の第２の秘話送信
方式が電子通信学会の論文誌（Vol.J64−Ｂ、No.
5p245，1981年５月）に携載されている。この方
式を簡単に説明し、その欠点を明らかにする。
第４図は従来の方式の第２の実施例を示す。同
図において、１５は入力端子、１６は単純反転、
１７はプレエンフアシス、１８はPM変調器、１
９は送信アンテナであり、ｄとｅは観測点であ
る。
図において、１５は入力端子、１６は単純反転、
１７はプレエンフアシス、１８はPM変調器、１
９は送信アンテナであり、ｄとｅは観測点であ
る。
第２の実施例は、スペクトラムスクランブルを
単純反転に限り、なおかつ入力信号が電力G〓（）
の場合にのみ送信変調度DivEXが、平文送信変調
度DivPMに等しくなる。すなわち １５の入力端子に電力G〓（）なる入力信号を
印加すると、点ｄに単純反転信号、G〓（0−）
が表われ、つづく１７でプレエンフアシスHp
（）の作用を受け点ｅに電力T〓EX（）が表われ
る。ここに T〓（）＝Hp（）・G〓（0−） (6) ただし、G〓（）＝G0／１＋f2／fT 2、1＝0.8kHz(
7) Hp（）＝１＋（f0−ｆ）2／fT 2／１＋f2／fT 2 (8) したがつてDivEXは DivEX＝∫3 0.3 2T〓EX（）d ＝∫3 0.3 2Hp（）G〓（0−）d ＝∫3 0.3 2１＋（f0−ｆ）2／fT 2／１＋f2／fT 2・
G0／１＋（f0−ｆ）2／fT 2d ＝∫3 0.3f2G0／１＋f2／fT 2df ＝∫3 0.3 2G〓（）d (9) となり、たしかにDivPMに一致する。しかし、こ
の条件は一般の信号Ｇ（）に対しては、スペク
トラムスクランブルを単純反転に限定しても成立
しない。事実、点ｄの信号はＧ（0−）となり、
かつ点ｅの信号T〓EX（）は、 T〓EX（）＝Hp（）Ｇ（0−） ＝１＋（f0−ｆ）2／fT 2／１＋f2／fT 2Ｇ（0−
）(10) となる。したがつてDivEXは DivEX＝∫3 0.3 2１＋（f0−ｆ）2／fT 2／１＋f2／fT
2Ｇ（0−）d(11) ここで0−＝ｘと変数変換を施せば、d＝−
dxから、式(11)は次の様になる。
単純反転に限り、なおかつ入力信号が電力G〓（）
の場合にのみ送信変調度DivEXが、平文送信変調
度DivPMに等しくなる。すなわち １５の入力端子に電力G〓（）なる入力信号を
印加すると、点ｄに単純反転信号、G〓（0−）
が表われ、つづく１７でプレエンフアシスHp
（）の作用を受け点ｅに電力T〓EX（）が表われ
る。ここに T〓（）＝Hp（）・G〓（0−） (6) ただし、G〓（）＝G0／１＋f2／fT 2、1＝0.8kHz(
7) Hp（）＝１＋（f0−ｆ）2／fT 2／１＋f2／fT 2 (8) したがつてDivEXは DivEX＝∫3 0.3 2T〓EX（）d ＝∫3 0.3 2Hp（）G〓（0−）d ＝∫3 0.3 2１＋（f0−ｆ）2／fT 2／１＋f2／fT 2・
G0／１＋（f0−ｆ）2／fT 2d ＝∫3 0.3f2G0／１＋f2／fT 2df ＝∫3 0.3 2G〓（）d (9) となり、たしかにDivPMに一致する。しかし、こ
の条件は一般の信号Ｇ（）に対しては、スペク
トラムスクランブルを単純反転に限定しても成立
しない。事実、点ｄの信号はＧ（0−）となり、
かつ点ｅの信号T〓EX（）は、 T〓EX（）＝Hp（）Ｇ（0−） ＝１＋（f0−ｆ）2／fT 2／１＋f2／fT 2Ｇ（0−
）(10) となる。したがつてDivEXは DivEX＝∫3 0.3 2１＋（f0−ｆ）2／fT 2／１＋f2／fT
2Ｇ（0−）d(11) ここで0−＝ｘと変数変換を施せば、d＝−
dxから、式(11)は次の様になる。
DivEX＝∫0.3 3（0−ｘ）2
１＋x2／fT 2／１＋（f0−ｘ）2／fT 2ａ（ｘ）（
−dx）(12) 式(12)において積分域を入れ替え−dxをdxと書き
改めると、次式が求まる。
−dx）(12) 式(12)において積分域を入れ替え−dxをdxと書き
改めると、次式が求まる。
DivEX＝∫3 0.3（0−ｘ）2
１＋x2／fT 2１＋（f0−ｘ）2fT 2Ｇ（ｘ）dx （13）
一方、平文の変調度DivPMは、次の様にも表現
できる。
できる。
DivPM＝∫3 0.3x2G（ｘ）dx （14）
式13と14とを比較すれば、ただちに判る様に、
DivEXとDivPMは任意の入力信号Ｇ（）に対して
常にも成立しない。
DivEXとDivPMは任意の入力信号Ｇ（）に対して
常にも成立しない。
第２の実施例は、ある特定の入力信号G〓（）
に関して、かつ単純反転のみを対称とするとき
DivEXがDivPMに一致する。しかし、これは、(1)
一般の入力信号に対して変調度が変化する第１
の欠点を、又 (2) スペクトラムスクランブルとして取りうるの
は単純反転のみである第２の欠点を有する事を
示す。
に関して、かつ単純反転のみを対称とするとき
DivEXがDivPMに一致する。しかし、これは、(1)
一般の入力信号に対して変調度が変化する第１
の欠点を、又 (2) スペクトラムスクランブルとして取りうるの
は単純反転のみである第２の欠点を有する事を
示す。
任意のスペクトラムスクランブルは、入力信号
を多数の帯域に分割した後、各帯域の成分を入れ
替える事で実現できる。したがつて、従来の第２
の実施例を適用すると特定の入力信号G〓（）に
対してもスペクトラムスクランブル対応に各帯域
毎に極めて多数のプレエンフアシスを準備する必
要が有る。さらにこれらエンフアシスの特性はス
ペクトラムスクランブル毎に変化させねばなら
ず、実現する事は膨大な費用を要し、経済的に
DivEXをDivPMに一致させる事ができないという第
３の欠点を従来の第２の実施例は有していた。
を多数の帯域に分割した後、各帯域の成分を入れ
替える事で実現できる。したがつて、従来の第２
の実施例を適用すると特定の入力信号G〓（）に
対してもスペクトラムスクランブル対応に各帯域
毎に極めて多数のプレエンフアシスを準備する必
要が有る。さらにこれらエンフアシスの特性はス
ペクトラムスクランブル毎に変化させねばなら
ず、実現する事は膨大な費用を要し、経済的に
DivEXをDivPMに一致させる事ができないという第
３の欠点を従来の第２の実施例は有していた。
（発明が解決しようとする問題点）
従来の方式が有していた欠点を解決するため
に、任意のスペクトラムスクランブルＳ〔＊〕に
対して、かつ一般の入力信号Ｇ（）に対して変
調度DivIEが、平文の変調度DivPMに常に等しく保
ちうる簡単な回路構成の送信方式を提供すること
を目的とする。
に、任意のスペクトラムスクランブルＳ〔＊〕に
対して、かつ一般の入力信号Ｇ（）に対して変
調度DivIEが、平文の変調度DivPMに常に等しく保
ちうる簡単な回路構成の送信方式を提供すること
を目的とする。
（問題点を解決するための手段）
本発明の特徴は、信号入力端から順に微分回路
とスペクトラムスクランブル回路とFM変調回路
とを接続し、PM変調を行なう送信方式にある。
とスペクトラムスクランブル回路とFM変調回路
とを接続し、PM変調を行なう送信方式にある。
（作用）
スペクトラムスクランブル回路が微分回路と
PM変調回路の間に挿入されることにより、後に
解析結果を示されるごとく、スペクトラムスクラ
ンブルの内容にかかわらず、PM変調出力の変調
度が一定となり、上記目的が達成される。
PM変調回路の間に挿入されることにより、後に
解析結果を示されるごとく、スペクトラムスクラ
ンブルの内容にかかわらず、PM変調出力の変調
度が一定となり、上記目的が達成される。
第１図は本発明の１実施例を示す図であり、２
０は入力端子、２１は微分性回路、２２はスペク
トラムスクランブラ、２３は周波数変調器（FM
変調器）、２４は送信アンテナであり、ｆ，ｇは
観測点である。第１図がPM送信機の特別な構造
を成す事は、スペクトラムスクランブラの機能を
停止させ点ｆとｇとの信号が互いに等しくなる様
にするとき２１の微分性回路と２２のFM変調器
の縦続構造とみなしうる事から理解できよう。こ
こではスペクトラムスクランブラとして、入力信
号と全く同じパワースペクトラムを有する信号を
出力する様なものは除外する事とする。なお、微
分回路とPM変調回路によりPM変調が行なえる
ことは当業者には周知で例えば科学新聞社発行の
（1972.9.30）、「移動通信方式」（渡辺正信著）の
第49頁に記載されている。
０は入力端子、２１は微分性回路、２２はスペク
トラムスクランブラ、２３は周波数変調器（FM
変調器）、２４は送信アンテナであり、ｆ，ｇは
観測点である。第１図がPM送信機の特別な構造
を成す事は、スペクトラムスクランブラの機能を
停止させ点ｆとｇとの信号が互いに等しくなる様
にするとき２１の微分性回路と２２のFM変調器
の縦続構造とみなしうる事から理解できよう。こ
こではスペクトラムスクランブラとして、入力信
号と全く同じパワースペクトラムを有する信号を
出力する様なものは除外する事とする。なお、微
分回路とPM変調回路によりPM変調が行なえる
ことは当業者には周知で例えば科学新聞社発行の
（1972.9.30）、「移動通信方式」（渡辺正信著）の
第49頁に記載されている。
第１図で２１の微分性回路と２２のスペクトラ
ムスクランブルの詳細な構造例を第６図と第７図
に示す。
ムスクランブルの詳細な構造例を第６図と第７図
に示す。
第６図において、ａが回路構成例を、ｂがボー
デ線図による振幅自乗の周波数応答を示し、Ｃは
静電容量（容量はＣフアラド）Ｒは抵抗（抵抗値
はＲオーム）、1，2は帯域の下、上限周波数、
Cはａの回路の遮断周波数C＝１／2πRCである。
図６ｂに示す様に帯域内において20dB／decade
の傾きを成す周波数応答を有する回路を、ここで
は微分性回路と総称する。図に示した様にC＞2
なる条件を満せば、一次のハイパスフイルタの遮
断域の周波数応答は、微分フイルタのそれに一致
する。又素子値Ｒ，Ｃの若干のずれはCの若干の
ずれをまねくものであるが、微分特性そのものに
影響を与える事はなく、たんに信号レベルのわず
かな変動に影響するにとどまる。これは、微分性
回路の製作にあたり、工業的に極めて経済的であ
る事を意味する。
デ線図による振幅自乗の周波数応答を示し、Ｃは
静電容量（容量はＣフアラド）Ｒは抵抗（抵抗値
はＲオーム）、1，2は帯域の下、上限周波数、
Cはａの回路の遮断周波数C＝１／2πRCである。
図６ｂに示す様に帯域内において20dB／decade
の傾きを成す周波数応答を有する回路を、ここで
は微分性回路と総称する。図に示した様にC＞2
なる条件を満せば、一次のハイパスフイルタの遮
断域の周波数応答は、微分フイルタのそれに一致
する。又素子値Ｒ，Ｃの若干のずれはCの若干の
ずれをまねくものであるが、微分特性そのものに
影響を与える事はなく、たんに信号レベルのわず
かな変動に影響するにとどまる。これは、微分性
回路の製作にあたり、工業的に極めて経済的であ
る事を意味する。
第７図に、スペクトラムスクランブル手段の一
実現例を示す。第７図において、２５は入力端
子、２６はミキサ、２７は局部発振器、２８はロ
ーパスフイルタ、２９〜３１はスイツチ、３２〜
３４はバンドパスフイルタ、３５〜３７はミキ
サ、３８〜４０は可変周波数局部発振器、４１〜
４３は遮断特性の可変なローパスフイルタ、４４
は加算器、４５は出力端子であり、EA，EB，
…，EPは各々観測点である。入力端子２５に第
８図EAに示す模式的なパワースペクトラムを有
する信号を印加するとき現われるスペクトラムを
第８図EB〜EMに示す。EA〜EMの各点とスペ
クトラムEA〜EMはそれぞれ対応している。
実現例を示す。第７図において、２５は入力端
子、２６はミキサ、２７は局部発振器、２８はロ
ーパスフイルタ、２９〜３１はスイツチ、３２〜
３４はバンドパスフイルタ、３５〜３７はミキ
サ、３８〜４０は可変周波数局部発振器、４１〜
４３は遮断特性の可変なローパスフイルタ、４４
は加算器、４５は出力端子であり、EA，EB，
…，EPは各々観測点である。入力端子２５に第
８図EAに示す模式的なパワースペクトラムを有
する信号を印加するとき現われるスペクトラムを
第８図EB〜EMに示す。EA〜EMの各点とスペ
クトラムEA〜EMはそれぞれ対応している。
局部発振器２７の周波数を0＝1＋2に固定
し、ローパスフイルタ２８の遮断周波数を2に、
バンドパスフイルタ３２〜３４の通過域帯域を
〔1，1＋W〕、〔1＋W，1＋2W〕、…，〔
2−
W，2〕に設定する。ここにW ＝（2−1）／ｍ；ｍはスペクトラムスクラン
ブルを施す帯域分割数、以下の説明をｍ＝３の場
合について説明するが、他の場合も全く同様であ
り容易に類推できるので説明を省略する。可変周
波数局部発振器の周波数を、３８を２（1＋W）、
３９を２（1＋W）、４０を22−Wに設定し、可
変カツトオフのローパスフイルタの遮断周波数を
各々４１を1＋2W、４２を1＋W、４３を2に
設定し、スイツチ２９をEA側に、３０をEB側
に、３１をEA側に接続する。第８図EAに示すス
ペクトラムを有する信号を入力端子２５に印加す
ると、点EBにはEBに示す様な単純反転した信号
が現われる。バンドパスフイルタ３２〜３４で構
成するフイルタバンクでEA又はEBの信号はいず
れも点線で示す様に３帯域に分割される。EAと
EBにおいて図中の数字１，２，３は入力信号の
帯域に存在していた信号成分を示し、EBに記す
１′，２′，３′の裏文字は、元の成分が反転され
ている事を示す。
し、ローパスフイルタ２８の遮断周波数を2に、
バンドパスフイルタ３２〜３４の通過域帯域を
〔1，1＋W〕、〔1＋W，1＋2W〕、…，〔
2−
W，2〕に設定する。ここにW ＝（2−1）／ｍ；ｍはスペクトラムスクラン
ブルを施す帯域分割数、以下の説明をｍ＝３の場
合について説明するが、他の場合も全く同様であ
り容易に類推できるので説明を省略する。可変周
波数局部発振器の周波数を、３８を２（1＋W）、
３９を２（1＋W）、４０を22−Wに設定し、可
変カツトオフのローパスフイルタの遮断周波数を
各々４１を1＋2W、４２を1＋W、４３を2に
設定し、スイツチ２９をEA側に、３０をEB側
に、３１をEA側に接続する。第８図EAに示すス
ペクトラムを有する信号を入力端子２５に印加す
ると、点EBにはEBに示す様な単純反転した信号
が現われる。バンドパスフイルタ３２〜３４で構
成するフイルタバンクでEA又はEBの信号はいず
れも点線で示す様に３帯域に分割される。EAと
EBにおいて図中の数字１，２，３は入力信号の
帯域に存在していた信号成分を示し、EBに記す
１′，２′，３′の裏文字は、元の成分が反転され
ている事を示す。
２９と３２はEAの１の成分を抽出するので出
力としてECのスペクトラムが点ECに現われる。
３８の出力と３２の出力との積をミキサ５０で求
める。ミキサ５０の出力はEDに示す様に両側帯
波スペクトラム構造を有する。この両側帯波のう
ち、下部側帯波のみ４１のローパスフイルタで抽
出すると、点EEにおいてスペクトラムEEが求ま
る。この操作によつて、成分１は反転され、かつ
周波数Wのみ偏位される。
力としてECのスペクトラムが点ECに現われる。
３８の出力と３２の出力との積をミキサ５０で求
める。ミキサ５０の出力はEDに示す様に両側帯
波スペクトラム構造を有する。この両側帯波のう
ち、下部側帯波のみ４１のローパスフイルタで抽
出すると、点EEにおいてスペクトラムEEが求ま
る。この操作によつて、成分１は反転され、かつ
周波数Wのみ偏位される。
第２の成分２は、３０と３３の機能により、先
ず反転した２′を抽出した後、ミキサ３６が局部
発振器３９の出力で変調し両側帯波を生成し、こ
のうち下部側帯波のみを４２で抽出して、スペク
トラムEHへ変形される。この間成分２を周波数
Wのみ下方へ偏位する操作が実行される。
ず反転した２′を抽出した後、ミキサ３６が局部
発振器３９の出力で変調し両側帯波を生成し、こ
のうち下部側帯波のみを４２で抽出して、スペク
トラムEHへ変形される。この間成分２を周波数
Wのみ下方へ偏位する操作が実行される。
最後の成分３を、３１と３４でEJに示す様に
抽出した後、成分３と局部発振器４０の出力とで
ミキサ３７において変調しEKを得、変調波の下
部側帯波のみを抽出しELを求める。かかる操作
によつて、成分３は自分の帯域内において反転さ
れる。
抽出した後、成分３と局部発振器４０の出力とで
ミキサ３７において変調しEKを得、変調波の下
部側帯波のみを抽出しELを求める。かかる操作
によつて、成分３は自分の帯域内において反転さ
れる。
点EEとEHとELのおける３信号の和を、４４
の加算器で求め合成すれば、点EMにEMに示す
スペクトラムを有する信号が求まる。
の加算器で求め合成すれば、点EMにEMに示す
スペクトラムを有する信号が求まる。
入力信号であるスペクトラムEAとスペクトラ
ムスクランブラの出力であるスペクトラムEMと
を比較すれば、合成分はスイツチ２９〜３１の状
態（2m個）と、局部発振器３８〜４０とローパス
フイルタ４１〜４３との状態（ｍ！）とにより、
2m・ｍ！通りのスクランブルパターンを生じる。
ムスクランブラの出力であるスペクトラムEMと
を比較すれば、合成分はスイツチ２９〜３１の状
態（2m個）と、局部発振器３８〜４０とローパス
フイルタ４１〜４３との状態（ｍ！）とにより、
2m・ｍ！通りのスクランブルパターンを生じる。
スクランブルされたスペクトラムを有する信号
を元のスペクトラムを有する信号に戻す機能が、
スペクトラム・デスクランブルである。スペクト
ラム・デスクランブル機能を実行するスペクトラ
ムスクランブラは第７図と同様な構造で実現でき
る。スペクトラム・デスクランブラにおいては、
EMにおける成分１（元の成分２）をWだけ上方
へ偏位し、成分２（元の全分１′）を反転しWの
み下方へ偏位し、成分３（元の成分３′）を罰反
転する操作が実行される。このためには、第７図
のスイツチ２９をEB側に、スイツチ３０をEA側
に、スイツチ３１をED側に接続し、局部発振器
３８〜４０の周波数を、次の様に設立する。３８
は21＋3Wに、３９は２（1＋W）に、４０は２
（1＋2W）とする。さらに４１〜４３のローパス
フイルタの遮断周波数を、４１においては2に、
４２においては1＋Wに、４３においては1＋
2Wに、各々設定する事でデスクランブル機能が
実現できる。
を元のスペクトラムを有する信号に戻す機能が、
スペクトラム・デスクランブルである。スペクト
ラム・デスクランブル機能を実行するスペクトラ
ムスクランブラは第７図と同様な構造で実現でき
る。スペクトラム・デスクランブラにおいては、
EMにおける成分１（元の成分２）をWだけ上方
へ偏位し、成分２（元の全分１′）を反転しWの
み下方へ偏位し、成分３（元の成分３′）を罰反
転する操作が実行される。このためには、第７図
のスイツチ２９をEB側に、スイツチ３０をEA側
に、スイツチ３１をED側に接続し、局部発振器
３８〜４０の周波数を、次の様に設立する。３８
は21＋3Wに、３９は２（1＋W）に、４０は２
（1＋2W）とする。さらに４１〜４３のローパス
フイルタの遮断周波数を、４１においては2に、
４２においては1＋Wに、４３においては1＋
2Wに、各々設定する事でデスクランブル機能が
実現できる。
第５図の本発明の秘話送信方式の送信変調度に
議論を戻す。入力端子２０に音声等の任意の信号
Ｇ（）を印加すると、点ｆには２１の微分性回
路の作用を受けた信号の電力2G（）が現われ
る。つづいて、２２のスペクトラムスクランブラ
に2G（）は入力され、スクランブルされＳ
〔2G（）〕なるスペクトラムを有する信号が点
ｇに現われる。ここにＳ〔＊〕は任意なスペクト
ラムスクランブル機能を意味する。したがつて
FM送信機の変調度DivIEは入力信号の電力によつ
て与えられるので、 DivIE＝∫f2 f1Ｓ〔2G（）〕d (15) となる。式15の被積分関数がＳ〔2G（）〕であ
り、2S〔2G（）〕でないのは、変調器がFM変
調器である事による。もしPM変調器を用いれ
ば、式15の被積分関数は2S〔2G（）〕となる事
に注意されたい。式15のDivIEが、同一入力信号
を平文のままPM送信する場合の変調度DivPMに
一致する事を証明する。
議論を戻す。入力端子２０に音声等の任意の信号
Ｇ（）を印加すると、点ｆには２１の微分性回
路の作用を受けた信号の電力2G（）が現われ
る。つづいて、２２のスペクトラムスクランブラ
に2G（）は入力され、スクランブルされＳ
〔2G（）〕なるスペクトラムを有する信号が点
ｇに現われる。ここにＳ〔＊〕は任意なスペクト
ラムスクランブル機能を意味する。したがつて
FM送信機の変調度DivIEは入力信号の電力によつ
て与えられるので、 DivIE＝∫f2 f1Ｓ〔2G（）〕d (15) となる。式15の被積分関数がＳ〔2G（）〕であ
り、2S〔2G（）〕でないのは、変調器がFM変
調器である事による。もしPM変調器を用いれ
ば、式15の被積分関数は2S〔2G（）〕となる事
に注意されたい。式15のDivIEが、同一入力信号
を平文のままPM送信する場合の変調度DivPMに
一致する事を証明する。
式15を再載する
DivIE＝∫f2 f1Ｓ〔2G（）〕d(15)
式15を積分の定義に戻り書き改める。
DivIE＝
lim
Δf→0N
〓i=1
Ｓ〔i2G（i）〕Δf (15)′
ただし、Δ＝2−1／Ｎ
式15′においてインデツクスＩを１からＮまで
若番順にただ１度のみすべてのｉについて加算す
るときDivIEの値が求まる。すなわち、 DivIE＝ lim Δf→0 〓i ∈IＳ〔i2G（i）〕Δ （15）″ ただし Ｉ＝｛１、２、…、Ｎ｝ ここでスペクトラム・スクランブル／デスクラ
ンブルを少し詳しく考える。帯域〔1，2〕を無
限に細かく分割してゆくと、任意のスクランブ
ル／デスクランブルは第９図に示す様に、ｂに示
すパワースペクトラム2G（）と、ａに示すパ
ワースペクトラムＳ〔2G（）〕の各分割した帯
域成分の周波数軸上の入れ替えと見なす事ができ
る。もしスペクトラムスクランブルＳ〔＊〕の成
分のおおきさが変化するならば、それはスペクト
ラムスクランブルと呼ぶ事ができず、一般に周波
軸上での成分の入れ替え操作をスペクトラム・ス
クランブル／デスクランブルと呼ぶものである。
若番順にただ１度のみすべてのｉについて加算す
るときDivIEの値が求まる。すなわち、 DivIE＝ lim Δf→0 〓i ∈IＳ〔i2G（i）〕Δ （15）″ ただし Ｉ＝｛１、２、…、Ｎ｝ ここでスペクトラム・スクランブル／デスクラ
ンブルを少し詳しく考える。帯域〔1，2〕を無
限に細かく分割してゆくと、任意のスクランブ
ル／デスクランブルは第９図に示す様に、ｂに示
すパワースペクトラム2G（）と、ａに示すパ
ワースペクトラムＳ〔2G（）〕の各分割した帯
域成分の周波数軸上の入れ替えと見なす事ができ
る。もしスペクトラムスクランブルＳ〔＊〕の成
分のおおきさが変化するならば、それはスペクト
ラムスクランブルと呼ぶ事ができず、一般に周波
軸上での成分の入れ替え操作をスペクトラム・ス
クランブル／デスクランブルと呼ぶものである。
第９ａ図において、無限に細分化した帯域成分
を抽出し、スクランブルする以前の周波数位置に
切りばる。この切りばりをすべてのインデツクス
ｉ∈について実行すると第９図ｂ図に示す、ス
クランブル前のパワースペクトラムが忠実に実現
できる。すなわち、式15″において加算をインデ
ツクスの若順番に実行しても、すべてのインデツ
クスをただ１度のみ加算しても、DivIEの値が等
しい事が知れる。
を抽出し、スクランブルする以前の周波数位置に
切りばる。この切りばりをすべてのインデツクス
ｉ∈について実行すると第９図ｂ図に示す、ス
クランブル前のパワースペクトラムが忠実に実現
できる。すなわち、式15″において加算をインデ
ツクスの若順番に実行しても、すべてのインデツ
クスをただ１度のみ加算しても、DivIEの値が等
しい事が知れる。
すなわち、
DivIE＝
lim
Δf→0 i
∈Ii2G（i）Δ (16)
と記述できる。式16を積分定義式を用いて書き改
めれば、 DivIE＝∫f2 f1 2G（）d≡DivPM (16)′ となり、任意の入力Ｇ（）と、任意のスクラン
ブルＳ〔＊〕に対して常にDivIE＝DivPMである事
が明らかになる。
めれば、 DivIE＝∫f2 f1 2G（）d≡DivPM (16)′ となり、任意の入力Ｇ（）と、任意のスクラン
ブルＳ〔＊〕に対して常にDivIE＝DivPMである事
が明らかになる。
次に本発明の送信方式を用いて、本出願人によ
つて既に開示している受信方式と組み合わせる
と、通話品質を劣化させる事と効果的に秘話通信
システムが構築できる事と示す。
つて既に開示している受信方式と組み合わせる
と、通話品質を劣化させる事と効果的に秘話通信
システムが構築できる事と示す。
第１０図は、本出願人によつて既に開示した受
信方式の１実施例（特願昭58−179395）であり、
５０は受信アンテナ、５１はPM復調器、５２は
微分性回路、５３はスペクトラム・スクランブ
ラ、５４は積分性回路であり、DA，DB，DCは
観測点である。
信方式の１実施例（特願昭58−179395）であり、
５０は受信アンテナ、５１はPM復調器、５２は
微分性回路、５３はスペクトラム・スクランブ
ラ、５４は積分性回路であり、DA，DB，DCは
観測点である。
第１１図は、同じく本出願人によつて開示した
受信方式であり、第１０図の方式と同一作用をな
すがより経済的効果を増大したものであり、５６
は受信アンテナ、５７はFM復調器、５８はスペ
クトラムスクランブラ、５９は積分性回路であ
り、DD，DEは観測点である。５２の微分性回路
は本発明の第５図の２１のそれと同様な回路であ
り、５３と５８のスペクトラムスクランブラは同
じく第５図の本発明の２２と同様な回路であり、
５４と５９の積分性回路の詳細な実施例を第１２
図に示す。
受信方式であり、第１０図の方式と同一作用をな
すがより経済的効果を増大したものであり、５６
は受信アンテナ、５７はFM復調器、５８はスペ
クトラムスクランブラ、５９は積分性回路であ
り、DD，DEは観測点である。５２の微分性回路
は本発明の第５図の２１のそれと同様な回路であ
り、５３と５８のスペクトラムスクランブラは同
じく第５図の本発明の２２と同様な回路であり、
５４と５９の積分性回路の詳細な実施例を第１２
図に示す。
第１２ａ図は、回路構造を、同ｂ図はボーデ線
図で示した周波数応答である。同図において、
R′は抵抗値R′オームの抵抗、C′は容量C′フアラド
の静電容量、1，2は帯域の下、上限周波数、c
はａの１次のローパスフイルタの遮断周波数であ
りc＝１／2πR′C′である。図に示す様にC＜1な
る条件を満すとき、１次のローパスフイルタの遮
断特性は積分フイルタの特性に正しく一致する。
素子値R′，C′のバラツキは、遮断周波数Cの若干
の変動を生じるが、積分性特性（−20dB／
decade）には影響を与えずフイルタ出力の信号
レベルの若干なバラツキとなるにとどまる。
図で示した周波数応答である。同図において、
R′は抵抗値R′オームの抵抗、C′は容量C′フアラド
の静電容量、1，2は帯域の下、上限周波数、c
はａの１次のローパスフイルタの遮断周波数であ
りc＝１／2πR′C′である。図に示す様にC＜1な
る条件を満すとき、１次のローパスフイルタの遮
断特性は積分フイルタの特性に正しく一致する。
素子値R′，C′のバラツキは、遮断周波数Cの若干
の変動を生じるが、積分性特性（−20dB／
decade）には影響を与えずフイルタ出力の信号
レベルの若干なバラツキとなるにとどまる。
第１図の本発明方式と第１０／第１１図の受信
方式とを組み合せ秘話通信を実施する方法の例を
簡単に述べる。
方式とを組み合せ秘話通信を実施する方法の例を
簡単に述べる。
２２のスクランブルパターンを別途何らかの方
法で受信側に告知する。このパターンが秘話鍵に
なるので、この告知を通信相手以外に知られない
ように注意するか、あるいはパターンをコード化
し、このコードを公開鍵方式等を利用して暗号化
し送信する。何らかの方式で告知されたスクラン
ブルパターンに基づきスペクトラムを元に戻すデ
スクランブルパターンを生成し、このパターンに
従い５３又は５８のスペクトラムスクランブラの
機能を設定する。もちろんスペクトラム・スクラ
ンブルパターンを告知する代りに、スペクトラ
ム・デスクランブルパターンを告知する方法も考
えられるが容易に類推できる範疇である。
法で受信側に告知する。このパターンが秘話鍵に
なるので、この告知を通信相手以外に知られない
ように注意するか、あるいはパターンをコード化
し、このコードを公開鍵方式等を利用して暗号化
し送信する。何らかの方式で告知されたスクラン
ブルパターンに基づきスペクトラムを元に戻すデ
スクランブルパターンを生成し、このパターンに
従い５３又は５８のスペクトラムスクランブラの
機能を設定する。もちろんスペクトラム・スクラ
ンブルパターンを告知する代りに、スペクトラ
ム・デスクランブルパターンを告知する方法も考
えられるが容易に類推できる範疇である。
以上の操作により５３又は５８の機能をS-1
〔＊〕と表現できるように設定できる。
〔＊〕と表現できるように設定できる。
２３のFM変調器の入力信号の電力がＳ〔2G
（）〕であるので、２３から送信される電波を受
信するとき、電波伝播路に雑音と歪み発生源が存
在しないと仮定すれば点DDにはFM復調出力と
してＳ〔2G（）〕、点DAにはPM復調出力として
-2S〔2G（）〕なる電力を有する信号が現われ
る。
（）〕であるので、２３から送信される電波を受
信するとき、電波伝播路に雑音と歪み発生源が存
在しないと仮定すれば点DDにはFM復調出力と
してＳ〔2G（）〕、点DAにはPM復調出力として
-2S〔2G（）〕なる電力を有する信号が現われ
る。
第１０図においては、つづいて点DBには復調
出力の微分：2｛-2S〔2G（）〕｝＝Ｓ〔2G（
）〕
が、点DCにはこのデスクランブル出力：S-1｛Ｓ
〔2G（）〕｝＝2G（）が、出力端子５５にはデ
スクランブル出力の積分：-2｛2G（）｝＝Ｇ
（）が現われる。したがつて、第１図と第１０
図の送信方式と受信方式とを組み合せれば送信の
入力端子２０の印加信号が正しく出力端子５５に
再生される事が知れる。電波伝播路に雑音発生源
が含まれるフエージングチヤネルの場合に、PM
復調の雑音スペクトラムが積分性の周波数特性を
有しているので、復調出力を微分し雑音を平坦な
特性にした後、デスクランブルし、しかる後に、
再度積分しPM復調の雑音特性に等しく保つ事
は、前の出願（特願昭58−179395）と全く等し
い。それゆえ、第１０図の方式も、前記出願と同
一にフエージング雑音による通話品質の劣化を防
止する能力を有する事が理解できる。
出力の微分：2｛-2S〔2G（）〕｝＝Ｓ〔2G（
）〕
が、点DCにはこのデスクランブル出力：S-1｛Ｓ
〔2G（）〕｝＝2G（）が、出力端子５５にはデ
スクランブル出力の積分：-2｛2G（）｝＝Ｇ
（）が現われる。したがつて、第１図と第１０
図の送信方式と受信方式とを組み合せれば送信の
入力端子２０の印加信号が正しく出力端子５５に
再生される事が知れる。電波伝播路に雑音発生源
が含まれるフエージングチヤネルの場合に、PM
復調の雑音スペクトラムが積分性の周波数特性を
有しているので、復調出力を微分し雑音を平坦な
特性にした後、デスクランブルし、しかる後に、
再度積分しPM復調の雑音特性に等しく保つ事
は、前の出願（特願昭58−179395）と全く等し
い。それゆえ、第１０図の方式も、前記出願と同
一にフエージング雑音による通話品質の劣化を防
止する能力を有する事が理解できる。
一方、第１１図においては、FM復調出力Ｓ
〔2G（）〕は、ただちにデスクランブルされ、
点DEには信号S-1｛Ｓ〔2G（）〕｝＝2G（）が
現
われる。デスクランブルされた信号は、最後に積
分され、-2｛2G（）｝＝Ｇ（）となり、第１０
図の再生信号に全く等しい信号が出力端子６０に
現われる。
〔2G（）〕は、ただちにデスクランブルされ、
点DEには信号S-1｛Ｓ〔2G（）〕｝＝2G（）が
現
われる。デスクランブルされた信号は、最後に積
分され、-2｛2G（）｝＝Ｇ（）となり、第１０
図の再生信号に全く等しい信号が出力端子６０に
現われる。
以上、説明した様に、本方式と既に開示した方
式と組み合せる時、効果的に秘話通信システムが
実現される効果が期待できる。
式と組み合せる時、効果的に秘話通信システムが
実現される効果が期待できる。
（発明の効果）
以上説明したように本発明の方式は、以下の効
果を有する。
果を有する。
１ 任意のスペクトラムスクランブルＳ〔＊〕を
用いても、任意の入力信号Ｇ（）に対して、
変調度DivIEを、常に平文送信時の変調度DivPM
に等しく保つ事ができる。
用いても、任意の入力信号Ｇ（）に対して、
変調度DivIEを、常に平文送信時の変調度DivPM
に等しく保つ事ができる。
２ 送信変調度をDivPMと等しく保つ事ができる
ので、従来の第１の例に比較して送信SN比を
約9dB改善できる。
ので、従来の第１の例に比較して送信SN比を
約9dB改善できる。
３ 送信装置が、微分性回路とスペクトラム・ス
クランブラとPM変調器のみで構成でき、装置
が簡単でかつ最も経済的に実現できる。
クランブラとPM変調器のみで構成でき、装置
が簡単でかつ最も経済的に実現できる。
第１図は本発明の１実施例を示す図、第２図は
音声電力のスペクトラムの長時間平均を示す図、
第３図は平文用PM送信方式と従来の第１例との
最大変調度を等しく保つ方法を示す図、第４図は
従来の秘話送信方式の第２の実施例を示す図、第
５図ａ及びｂは従来のPM送信方式及び秘話通信
方式の第１の例を示す図、第６図ａ及びｂは微分
性回路を示す図、第７図はスペクトラムスクラン
ブラの１実施例を示す図、第８図は第７図の観測
点におけるスペクトラムを示す図、第９図はスペ
クトラムスクランブル操作を示す図、第１０図と
第１１図は、本発明と組み合せると秘話通信シス
テムを効果的に構成できる受信方式の実施例を示
す図、第１２図ａ及びｂは積分性回路を示す図で
ある。 １，４，８，１５，２０は送信方式の入力端
子、２，６，９，１３，１８はPM変調器、３，
７，１０，１４，１９，２４は送信アンテナ、
５，１２，１６は単純反転、１１はアツテネー
タ、１７はプレエンフアシス回路、２１，５２は
微分性回路、２２，５３，５８はスペクトラム・
スクランブラ、２３はFM変調器、Ｒ，R′は抵
抗、Ｃ，C′は静電容量、２５はスペクトラム・ス
クランブラの入力端子、２６，３５，３６，３７
はミキサ、２７，３８，３９，４０は局部発振
器、２８，４１，４２，４３はローパスフイル
タ、２９，３０，３１はスイツチ、３２，３３，
３４はバンドパスフイルタ、４４は加算器、４５
はスペクトラム・スクランブラの出力端子、５
０，５６は受信アンテナ、５１はPM変調器、５
４，５９は積分性回路、５５，６０は出力端子、
５７はFM復調器。
音声電力のスペクトラムの長時間平均を示す図、
第３図は平文用PM送信方式と従来の第１例との
最大変調度を等しく保つ方法を示す図、第４図は
従来の秘話送信方式の第２の実施例を示す図、第
５図ａ及びｂは従来のPM送信方式及び秘話通信
方式の第１の例を示す図、第６図ａ及びｂは微分
性回路を示す図、第７図はスペクトラムスクラン
ブラの１実施例を示す図、第８図は第７図の観測
点におけるスペクトラムを示す図、第９図はスペ
クトラムスクランブル操作を示す図、第１０図と
第１１図は、本発明と組み合せると秘話通信シス
テムを効果的に構成できる受信方式の実施例を示
す図、第１２図ａ及びｂは積分性回路を示す図で
ある。 １，４，８，１５，２０は送信方式の入力端
子、２，６，９，１３，１８はPM変調器、３，
７，１０，１４，１９，２４は送信アンテナ、
５，１２，１６は単純反転、１１はアツテネー
タ、１７はプレエンフアシス回路、２１，５２は
微分性回路、２２，５３，５８はスペクトラム・
スクランブラ、２３はFM変調器、Ｒ，R′は抵
抗、Ｃ，C′は静電容量、２５はスペクトラム・ス
クランブラの入力端子、２６，３５，３６，３７
はミキサ、２７，３８，３９，４０は局部発振
器、２８，４１，４２，４３はローパスフイル
タ、２９，３０，３１はスイツチ、３２，３３，
３４はバンドパスフイルタ、４４は加算器、４５
はスペクトラム・スクランブラの出力端子、５
０，５６は受信アンテナ、５１はPM変調器、５
４，５９は積分性回路、５５，６０は出力端子、
５７はFM復調器。
Claims (1)
- １ 信号入力端から順次縦続に接続された、微分
回路と、スペクトラムスクランブル回路と、周波
数変調回路（FM）とを有し、送信すべき入力信
号に対してスペクトラムスクランブルを施した位
相（PM）変調を行う事を特徴とするスペクトラ
ムスクランブル送信方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18727784A JPS6166431A (ja) | 1984-09-08 | 1984-09-08 | スペクトラムスクランブル送信方式 |
| DE8484306657T DE3482363D1 (de) | 1983-09-30 | 1984-09-28 | Funksendesystem fuer ein phasenmoduliertes signal. |
| EP84306657A EP0139496B1 (en) | 1983-09-30 | 1984-09-28 | A radio transmission system for a phase modulation signal |
| US07/119,231 US4799257A (en) | 1983-09-30 | 1987-11-05 | Wireless transmission system for PM modulation signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18727784A JPS6166431A (ja) | 1984-09-08 | 1984-09-08 | スペクトラムスクランブル送信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6166431A JPS6166431A (ja) | 1986-04-05 |
| JPH0347025B2 true JPH0347025B2 (ja) | 1991-07-18 |
Family
ID=16203179
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18727784A Granted JPS6166431A (ja) | 1983-09-30 | 1984-09-08 | スペクトラムスクランブル送信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6166431A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6074741A (ja) * | 1983-09-30 | 1985-04-27 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | スペクトラムスクランブル送信方式 |
-
1984
- 1984-09-08 JP JP18727784A patent/JPS6166431A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6166431A (ja) | 1986-04-05 |
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