JPH0347912B2 - - Google Patents

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JPH0347912B2
JPH0347912B2 JP57127158A JP12715882A JPH0347912B2 JP H0347912 B2 JPH0347912 B2 JP H0347912B2 JP 57127158 A JP57127158 A JP 57127158A JP 12715882 A JP12715882 A JP 12715882A JP H0347912 B2 JPH0347912 B2 JP H0347912B2
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Japan
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frequency
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ultrasonic transducer
phase
flat
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JP57127158A
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JPS5916572A (ja
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Shoji Mishiro
Seishi Hamada
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Taga Electric Co Ltd
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Taga Electric Co Ltd
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Publication date
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Priority to US06/503,536 priority patent/US4562413A/en
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Priority to GB08316339A priority patent/GB2124442B/en
Publication of JPS5916572A publication Critical patent/JPS5916572A/ja
Publication of JPH0347912B2 publication Critical patent/JPH0347912B2/ja
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B06—GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS IN GENERAL
    • B06B—METHODS OR APPARATUS FOR GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS OF INFRASONIC, SONIC, OR ULTRASONIC FREQUENCY, e.g. FOR PERFORMING MECHANICAL WORK IN GENERAL
    • B06B1/00—Methods or apparatus for generating mechanical vibrations of infrasonic, sonic, or ultrasonic frequency
    • B06B1/02—Methods or apparatus for generating mechanical vibrations of infrasonic, sonic, or ultrasonic frequency making use of electrical energy
    • B06B1/0207—Driving circuits
    • B06B1/0223—Driving circuits for generating signals continuous in time
    • B06B1/0238—Driving circuits for generating signals continuous in time of a single frequency, e.g. a sine-wave
    • B06B1/0246—Driving circuits for generating signals continuous in time of a single frequency, e.g. a sine-wave with a feedback signal
    • B06B1/0253—Driving circuits for generating signals continuous in time of a single frequency, e.g. a sine-wave with a feedback signal taken directly from the generator circuit
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B06—GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS IN GENERAL
    • B06B—METHODS OR APPARATUS FOR GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS OF INFRASONIC, SONIC, OR ULTRASONIC FREQUENCY, e.g. FOR PERFORMING MECHANICAL WORK IN GENERAL
    • B06B2201/00—Indexing scheme associated with B06B1/0207 for details covered by B06B1/0207 but not provided for in any of its subgroups
    • B06B2201/50—Application to a particular transducer type
    • B06B2201/57—Electrostrictive transducer

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Apparatuses For Generation Of Mechanical Vibrations (AREA)
  • Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
  • General Electrical Machinery Utilizing Piezoelectricity, Electrostriction Or Magnetostriction (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、超音波変換器の共振周波数を自動的
に追尾してその駆動周波数を制御することのでき
る超音波変換器駆動装置の駆動周波数制御方法に
関するものである。
超音波変換器は、電気機械変換効率が最も良い
ところの基本共振周波数で駆動されるのが一般的
である。超音波変換器の共振特性はＱが高く、そ
の駆動周波数が共振周波数を僅かにずれても振動
発生効率が著しく低下してしまうため、変換器の
共振周波数を自動的に追尾して発振駆動する自動
追尾装置例えば振動帰還形発振器やPLL（位相固
定ループ）形発振器が広く用いられている。
しかるに、超音波変換器及びホーン、工具等を
含めた機械振動系の共振長さが１波長位までであ
れば大きな障害とはならないが、それ以上の長さ
になつてくると基本共振周波数の附近にも多くの
副共振点を有し、発振開始時や負荷急変時等に副
共振点に於ける発振に移つてしまうことがあり、
これは超音波発生装置の信頼性を著しく阻害する
ものである。
このような不具合をなくすためには自動追尾回
路の追尾範囲を出来るだけ狭く設定しておくと良
いが、一方、ホーン、工具などを交換する必要性
や、振動子自身の共振点変動巾及び量産時のバラ
ツキなどを考慮した互換性の面からは前記追尾範
囲は極力広くとりたいという矛盾を包含してい
る。
従来から共振点自動追尾回路として各種の方式
が提案され、実用化されているが、その一つとし
て次の様なものが存する。即ち、第１図ａにおい
て、超音波変換器１はその軸方向に1/2波長にて
共振する共振周波数を有し、その共振振動応力の
異なる部分に電歪素子２及び３がその間に絶縁物
４を挾持して中心ボルト（図示せず）等により固
く締着されている。
電歪素子２及び３の対向する面の電極に差動ト
ランス６の一次側コイルの両端を、同じく中点タ
ツプに駆動電源５の高圧側端子を、又それぞれ逆
の面の電極は超音波変換器１のボデイに接続され
て駆動電源５の接地側端子に接続し、駆動電源５
により共振周波数により駆動すると電歪素子２及
び３に流れる電流i1及びi2は、第１図ｂの等価回
路に示すようにそれぞれの応力分布に応じた動電
流inと、制動容量に流れ込む制動電流idとのベク
トル和となる。
こゝで電流inは機械的振動速度に比例する動電
流で、この成分を有効に抽出したいものである。
そこで各電歪素子２及び３に流れる電流i1及びi2
の差の電流を差動トランス６によりその二次側コ
イルより取出せば、それぞれの制動電流は等しい
から打消されて各動電流の差に比例する信号、即
ち、振動速度検出信号e3が得られる。これらの関
係を第１図ｃに示す。
かゝる検出信号e3を発振器の入力側へ帰還させ
たり或は位相固定ループ回路によりその位相によ
る制御を行なつて共振周波数の自動追尾を行なう
ものである。
又、駆動電圧５の周波数に対する検出電圧e3の
位相関係は第１図ｄに示すように共振周波数rに
て0°、それより低い周波数で進相、高くなると遅
相となる。第１図ｄに示すように位相検出信号は
リミツタにより進相、遅相とも一定位相偏位レベ
ルでフラツトになり、共振周波数附近での位相の
変化率は、超音波変換器１のＱが高い程鋭くな
り、又このようにフラツトで位相検出可能な周波
数変化幅は、ほゞ２〜3KHzに及ぶのが普通であ
る。
しかるに、超音波変換器１に接続される振動体
が１波長、１ 1/2波長と長くなるにつれて副共振
周波数が増加し、基本共振周波数の近傍にも多く
の副共振が発生する。これらの傾向は機械振動系
にステツプホーンや特殊形状のものが接続される
と一層著しくなる。
それらの形状の例を第３図に示す。第３図ａは
ステツプホーン型変換器１０の先端部に、軸方向
１／２波長、幅方向２ 1/2波長に共振する幅広振動
体１１を接続したもので、その端部１２に於ける
軸方向振幅の分布は同図ｂに示す様に幅方向長さ
に２ 1/2波長の分布状態を示す。又同図ｃは超音
波変換器１３、ステツプホーン１４及び別のステ
ツプホーン１５を機械的に直列に接続したもので
軸方向に１ 1/2波長にて共振するものである。
かゝる類の位相検出信号の特性の一例は第２図
ａに示されるが、基本共振周波数rを中心として
その近傍の高低周波数帯域に多くの位相零点をク
ロスする副共振点が発生する。かゝる副共振点の
発生がさらに著しくなると発振開始時や負荷の急
変時或は重負荷時に副共振点に発振が移行してし
まうことが多い。
そこで第１図ａに於ける差動トランス６の一次
コイルは、その中央に設けられた中点タツプによ
り同じ大きさの電流であるそれぞれの制動電流を
打消して動電流に比例する電流を振動速度検出信
号e3としてとり出しているが、こゝに於て差動ト
ランス６の中点タツプの位置を変化させる即ち各
電歪素子２及び３の制動電流を完全に打消さない
状態に設定すると、その差動方向により第２図ｂ
及びｃの如く基本共振周波数rを境として低周波
数域が進相してフラツトに、高域には副共振が多
く現われ、或は又その逆になつた位相検出波形と
なる。
本発明の第一の目的は、かゝる差動電流の位相
特性を利用したものであつて、まず差動特性を第
２図ｂの如く設定し、発振周波数を低い周波数か
ら高い方に向つてスイープさせて、最初にその位
相が0°をクロスする周波数を基本共振点としてロ
ツクさせ、次いで差動特性を第２図ａに戻した
後、PLL回路に切換えて共振点追尾駆動を開始
することにより発振開始時の副共振周波数での異
常発振を完全に防止するものである。
本発明の第二の目的は、位相検出出力電圧の上
下限をモニターし、それぞれのレベルに達したと
きには再度スイープを行ない、新しい共振点に設
定した後PLL追尾を行なうことである。
本発明の第三の目的は、超音波変換器に接続さ
れる振動系の構成によつて一層副共振の多い状態
になると差動トランスのタツプを中点に置いても
基本共振周波数に対する周波数対位相検出特性が
対称とならず、位相のフラツト特性が片寄つて、
幅の狭い方の追尾特性を損ねる場合があるので、
完全中心点を自動的に設定した後、追尾動作を行
なわせるようにすることである。
以下第４図以降の図面を参照しながら本発明の
実施例を詳細に説明する。第４図に於て、超音波
変換器２０の駆動周波数を決定する電圧制御発振
器２１は、スイープ入力端子２２及びPLL入力
端子２３を有し、それらの入力端子に加えられた
電圧により制御された周波数の電圧が出力端子２
４より増幅器２５の入力となつて電力増幅され
る。増幅された電圧が出力トランス２６の一次コ
イルに印加されると、二次コイルに変圧されて出
力され直列インダクタ２７及び電流検出トランス
２８及び２９の一次コイルを通つて超音波変換器
２０の電歪素子３０及び３１に印加される。一方
出力トランス２６の二次コイルの他端は、超音波
変換器２０に流れる電流を検出する抵抗器３３を
経て超音波変換器２０のアース側端子３４に接続
される。
こゝで超音波変換器２０に於て、電歪素子３０
及び３１の対向電極間には絶縁板３２が挿入され
ているため、電流検出トランス２８及び２９の二
次側電圧eS1及びeS2はそれぞれ電歪素子３０及び
３１に流入する電流に比例した値となる。又図に
示してないが、超音波変換器２０に接続される振
動系は例えば第３図ａやｃの如きものである。
これら電流検出信号eS1及びeS2はデイジタル制
御増幅器３５及び３６に入力され、それぞれ制御
された増幅度のもとで増幅された後、差動増幅器
３７により差に比例した信号電圧となり位相比較
器３８の一方の入力となる。
本実施例に於て、そのシステム制御はマイクロ
コンピユータによるものであつて、これらマイク
ロコンピユータとの制御入出力は各図に於ける太
矢印にて表わし、データの流れる方向を矢印が示
す。
こゝで、デイジタル制御増幅器３５及び３６は
マイクロコンピユータからの指示に基きその増幅
度を設定できるものであつて、例えばその増幅度
が１：１に制御されると差動増幅器３７の出力電
圧は超音波変換器２０の各電歪素子３０及び３１
に流れる電流の差に比例した出力、即ち振動速度
信号となり、このときの位相検出信号の位相特性
は第２図ａに示す如くなる。超音波変換器２０に
流れる電流は抵抗器３３に電圧降下を発生し、信
号itとして増幅器３９を通つて位相比較器３８の
他方の入力となる。位相比較器３８により差動検
出信号と変換器電流の位相差が比較されて積分器
４０により積分された後、直流増幅器４１を経て
ゼロクロス検出器４２、ウインドウコンパレータ
４３及びスイツチ４４のメーク接点に接続され
る。又スイツチ４４のブレーク接点は接地され、
そのコモン端子は電圧制御発振器２１のPLL入
力端子２３に接続されている。電圧制御発振器２
１のスイープ入力端子２２にはデイジタル−アナ
ログ変換器４５が接続されている。
次に、第４図における装置の動作を第８図に示
すフローチヤートとともに説明する。まず、電圧
制御発振器２１のスイープ起点周波数が、規定値
になるようにデイジタル−アナログ変換器４７を
調節する（ステツプ１）。ついで、デイジタル制
御増幅器３５および３６の増幅度を一方を大き
く、他方を小さくして（ステツプ２）第２図ｂに
示す位相特性、すなわち、共振周波数frより低い
周波数にて進相でフラツトとなる特性に設定す
る。これらの設定値はあらかじめメモリ内にプリ
セツトしておく。
続いて、デイジタル−アナログ変換器４５の設
定値を制御して、周波数を上方へスイープさせ、
ゼロクロス検出器４２をモニターする（ステツプ
３）。そして、位相検出電圧がゼロクロスをクロ
スしたかどうかをチエツクする（ステツプ４）。
ゼロクロスしなければ、上限周波数までスイープ
したかどうかをチエツクし（ステツプ５）、上限
周波数に達すると、発振可能範囲に共振点がない
ので、機能を停止する（ステツプ６及び７）。
また、ゼロクロスしたらデイジタル−アナログ
変換器４５のスイープを停止して、そのときのデ
イジタル出力値M1を共振周波数としてメモリす
る（ステツプ８）。
次いで、デイジタル制御増幅器３５及び３６の
増幅度を１：１とし（ステツプ９）、その上で、
スイツチ４４を切り換えて電圧制御発振器２１の
周波数制御をPLL側に移した後、コンピユータ
でのモニターをゼロクロス検出器４２からウイン
ドウコンパレータ４３に切り換えて超音波変換器
２０のPLLによる共振点追尾を行ないながらそ
の駆動を開始する。
そのときのスイープ周波数及び追尾範囲の様子
を第５図に示す。第５図ａはスイープの範囲を示
し、スイープがfsより開始されてfr1なる周波数
にてロツクされ、M1が設定された後、その点を
中心として第５図ｂに示すようにZ1なる範囲内を
ウインドウコンパレータ４３の出力をモニターし
ながら超音波変換器２０の共振周波数を追尾して
駆動を続ける。もし、超音波変換器２０の共振周
波数が高い方へ移行してゆき、前述のステツプ５
のようにZ1の範囲を越えたら、ウインドウコンパ
レータ４３の出力が変化し、それをモニターして
いるコンピユータは直ちに発振を停止させ再度始
めからスイープを行ない新しい共振周波数のサー
チを行ない第５図ｃのfr2をロツクし、ついで、
Z2なる範囲内でのPLL追尾を行なうものである。
しかして、位相検出特性は、第２図ａに示すよ
うにその基本周波数frを中心にしてゼロクロスす
る迄の領域がほとんど対称となるのが正常である
が、超音波変換器２０及びそれに接続される振動
体（図示せず）の構成によつては非対称な位相反
転部が現われ安定な追尾範囲が著しく狭くなつて
くる。これらは副共振の強さやＱ或は作動精度な
どによつて著しく変化してしまう。
そこで、前述のようにデイジタル−アナログ変
換器４５のスイープにより基本共振周波数がM1
として決定された後、デイジタル制御増幅器３５
及び３６を、その増幅度が１：１になるように制
御して、今度はデイジタル−アナログ変換器４５
による制御を共振周波数M1を基準として周波数
を低い方にスイープさせ、ゼロクロス検出器４２
により立ち下がりを検出させ、MLとしてメモリ
する（ステツプ10）。
次に、デイジタル−アナログ変換器４５による
制御を共振周波数M1を基準として周波数を高い
方にスイープさせ、ゼロクロス検出器４２により
立ち上がりを検出させ、MHとしてメモリーする
（ステツプ11）。
そして、MH−M1及びM1−MLの解を求める
（ステツプ12）。ついで、 MH−M1＝M1−ML を計算し（ステツプ13）、これらが等しくなけれ
ば、両方の解が等しくなるようにデイジタル制御
増幅器３５と３６との増幅度を調節する（ステツ
プ14）。両方の解が等しければ、PLL回路に切り
換えて、M1の周波数で発振を開始し、位相差が
0°に保たれているかをウインドウコンパレータ４
３をモニターする（ステツプ15）。さらに、位相
差が0°に保たれているかをチエツクし（ステツプ
16）、位相差が0°に保たれていなければ、位相差
が0°になるように電圧制御発振器２１の発振周波
数を調節する（ステツプ17）。このようにして位
相差0°が維持されるが、発振周波数が規定範囲を
越えると（ステツプ18）、発振を停止する（ステ
ツプ19）。
従つて、上記制御により位相検出特性は対称と
なるので、続いてPLL制御側に切換えられ以下
同様に動作するものである。かゝる動作により
PLL動作中の位相検出特性は常に最良な状態の
元に置かれ、一層確実な動作が行われ、さらに超
音波変換器を含めた振動系の互換性を一層高め、
工具の交換使用時などに著しくその効果を発揮す
るものである。
さらに、又一層改良された方法について第６図
ａ及びｂを参照して述べる。その目的とするとこ
ろはコンピユータによつて基本周波数の検出と、
さらにコンピユータによるPLL追尾動作を行わ
せることにある。第６図ａ及びｂに於て、第４図
に対して異るところはスイツチ４４及びPLL入
力端子２３を外したことである。そして、ウイン
ドウコンパレータ４３はその設定値を第４図の場
合に比べて一層小さくすることが好ましい。
その動作上、第４図と異るところはPLL追尾
を開始するところから始まる。コンピユータでの
モニターはウインドウコンパレータ４３に切換え
られ、その出力変化がマイクロコンピユータに取
込まれると、デイジタル−アナログ変換器４５の
設定値をM1から１デイジツト変えてウインドウ
コンパレータ４３の出力が元の出力状態に戻る方
向、即ち位相検出出力が0°に向う方向に制御され
る。若し共振周波数の大きな変動があるとデイジ
タル−アナログ変換器４５の幾ステツプかの制御
により直流増幅器４１の出力がウインドウコンパ
レータ４３の設定値内に引戻される。かゝる動作
により電圧制御発振器２１は超音波変換器２０の
共振周波数をコンピユータ制御により自動追尾し
て安定な駆動を行なうものである。
こゝでPLL追尾の範囲は予め決めてメモリー
に入れておき、スイープによりM1がサーチされ
るとコンピユータにより計算されて決定され、そ
の範囲の限度に達すると再びスイープを行ない新
共振点をサーチする。
しかして、残る問題点は電圧制御発振器自身の
温度に対する周波椎の安定性である。動作中に電
圧制御発振器の発振周波数が温度によつて変化す
ると、PLL追尾動作は超音波変換器の共振周波
数の追尾と共に、その周波数変動をも補償する方
向に動作するため一般的には問題とはならない。
しかるに副共振周波数が多くPLL追尾範囲が比
較的狭く設定されている様な場合には、電圧制御
発振器自身の温度ドリフトによりその追尾範囲を
外れてしまい、スイープによる共振点の再検出が
頻繁に行なわれる様になり、この事は超音波処理
中に動作が中断されることになり用途によつては
不都合なことになる。
又、処理動作に先立つスイープ時の起点及び終
点周波数も該温度ドリフトと共に変動してスイー
プ周波数範囲が変つてしまい、基本共振周波数の
サーチが不可能となる様な事も生ずる。この様な
場合、電圧制御発振器の温度安定性の高い装置が
必要となり価格的なデメリツトが大きくなる。
上述の問題を解決するため一層改良された手段
の実施例の一部を第６図ｃに示す。電圧制御発振
器２１はその制御入力端子２２及び４６の二端子
を有し、入力端子２２は第６図ｂに示すと同様に
スイープロツク及びPLL追尾動作の二機能に用
いられる。一方、入力端子４６は改良されて追加
されたドリフト補償用として設けられたもので、
デイジタル−アナログ変換器４７の出力が接続さ
れる。
第６図ｃに於て、デイジタル−アナログ変換器
４５の動作に関しては第６図ｂと同様に機能する
ため省略し、デイジタル−アナログ変換器４７に
ついてその機能を説明する。まず、デイジタル−
アナログ変換器４７をその中心値にコンピユータ
により設定した後、デイジタル−アナログ変換器
４５によるスイープ開始時にその始点のデイジタ
ル設定値０としたときに、電圧制御発振器２１の
発振周波数をコンピユータによりカウントし、規
定の値に対する偏差があれば、その値に応じた数
だけデイジタル−アナログ変換器４７の設定値を
制御して基点での周波数ドリフトを補償する。
さらに、デイジタル−アナログ変換器４５によ
るPLL追尾の超音波発振動作中に於て、一定周
期でマイクロコンピユータにインタラプトをかけ
て電圧制御発振器２１の発振周波数を計測し、そ
のときのデイジタル−アナログ変換器４５の設定
値に基ずく規定周波数との偏差と、デイジタル−
アナログ変換器４７での必要補正数を計算させ
て、ランニング中のドリフト補償を行なう。
それらの補償動作に於てデイジタル−アナログ
変換器４７の１デイジツトの補正毎にPLL追尾
させて発振周波数の急激な変動がないように制御
しながら、デイジタル−アナログ変換器４７を所
要のステツプ数だけ移行させるものである。本説
明に於てデイジタル−アナログ変換器４７はデイ
ジタル−アナログ変換器４５とは別に設けたが、
デイジタル−アナログ変換器４５にその機能を包
含させても良い。
なお、本実施例に於ては振動速度信号の検出方
法は第１図を基本とするものについて述べたが、
従来から提案されている他の方法例えば第７図に
示す様に超音波変換器５０及び補償インダクタ５
１を並列に駆動電源５２に接続し、それぞれに流
れる電流を電流トランス５３及び５４により検出
した電圧eS1及びeS2の差動出力を振動速度検出信
号としても勿論同様に動作することは云う迄もな
い。
又、周波数スイープによる基本共振周波数のサ
ーチは低周波数から高い方に向つてスイープさせ
て説明したが、これは好ましい方向を示している
もので、第２図ｃの様に位相検出特性を設定して
高い周波数から低い方向にスイープさせても差支
えない。
さらに又、スイープ時には超音波変換器に流れ
る電流はその共振特性によつて大幅に変動し過大
電流が流れる場合があるので、一層好ましくは電
力増幅段の電源電圧を低下させたり、電流制限器
を設ける等の処置を行なつてもよい。
以上詳述した様に本発明は、特に超音波変換器
を含む振動系が、その基本共振周波数の附近に数
多くの副共振を有するものを駆動する場合に、従
来なら不可能とされた共振点自動追尾システムを
改良して解決した手段である。即ち上述のように
構成したので変換器駆動電圧又は電流の内、その
制動成分を差動回路により打消して、動成分を振
動速度信号としてとり出し、共振点自動追尾のた
めの帰還発振器への帰還信号として或はPLL制
御への位相信号として動作する超音波変換器駆動
装置に於て、差動回路に於ける差動比率を適当に
制御することにより検出された振動速度信号の周
波数対位相特性が、共振周波数を中心として低域
或は高域をフラツトにした後に電圧制御発振器を
そのフラツト域より中心に向つてスイープさせて
基本共振周波数を容易に判別することが出来、そ
の点を中心としてPLL追尾動作を行ない、さら
に又差動特性を中央に設定したときの高低域の位
相特性のフラツト幅の対称性をマイクロコンピユ
ータによる計算の結果により差動比率制御して補
正するため、動作中に発振周波数の副共振周波数
への飛びなどの不安定動作をなくすことが出来、
さらに、PLL動作をコンピユータ制御とするこ
とにより一層精密確実に追尾させることが出来、
さらに又電圧制御発振器自身の温度などに依る周
波数ドリフトを、一定時間間隔で補正用デイジタ
ル−アナログ変換器により自己補正できるため安
価に安定性の高い装置が得られる。さらに、その
結果、機械振動系の一部であるホーンや工具を交
換したときの周波数追尾範囲が広くなり、振動系
の形状、共振波長に制約されることなく一層複雑
な共振系に於ても容易に共振点追尾動作が可能と
なる等自由度が一層広くなる等の効果を有するも
のである。
【図面の簡単な説明】
第１図ａは振動速度信号の検出回路、第１図ｂ
はその一部の等価回路図、第１図ｃはベルトル
図、第１図ｄは検出電圧の位相関係を示すグラ
フ、第２図ａ，ｂ，ｃは位相検出信号の特性を示
すグラフ、第３図ａは超音波変換器の斜視図、第
３図ｂはその端面の振動波形図、第３図ｃは他の
形状の超音波変換器の斜視図、第４図は駆動回路
図、第５図ａ，ｂ，ｃはスイープ範囲とPLL追
尾範囲とを示すグラフ、第６図ａ，ｂ，ｃは変形
例を示す回路図、第７図は検出回路の変形を示す
回路図、第８図はフローチヤートである。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 制動電流成分を打消して動電流成分を差動検
    出により振動速度信号として取出して位相制御信
    号としPLL追尾を行なう超音波変換器駆動装置
    において、差動特性の制御により差動検出信号の
    位相特性をその共振周波数を中心として高域側あ
    るいは低域側の一方をフラツトにした後に、電圧
    制御発振器の周波数をそのフラツト域より中心に
    向つてスイープさせて基本共振周波数を判別する
    ようにしたことを特徴とする超音波変換器駆動装
    置の駆動周波数制御方法。 ２ 制動電流成分を打消して動電流成分を差動検
    出により振動速度信号として取出して位相制御信
    号としPLL追尾を行なう超音波変換器駆動装置
    において、差動特性の制御により差動検出信号の
    位相特性をその共振周波数を中心として高域側あ
    るいは低域側の一方をフラツトにした後に、電圧
    制御発振器の周波数をそのフラツト域より中心に
    向つてスイープさせて基本共振周波数を判別する
    ようにし、差動検出回路の差動特性を完全差動と
    したときの位相特性の高域側あるいは低域側のフ
    ラツト周波数幅をそれぞれ検出してその値に応じ
    て差動特性を補正し、それぞれのフラツト周波数
    幅をほぼ対称とするようにしたことを特徴とする
    超音波変換器駆動装置の駆動周波数制御方法。 ３ 制動電流成分を打消して動電流成分を差動検
    出により振動速度信号として取出して位相制御信
    号としPLL追尾を行なう超音波変換器駆動装置
    において、差動特性の制御により差動検出信号の
    位相特性をその共振周波数を中心として高域側あ
    るいは低域側の一方をフラツトにした後に、電圧
    制御発振器の周波数をそのフラツト域より中心に
    向つてスイープさせて基本共振周波数を判別する
    ようにし、スイープ開始時及びPLL追尾中での
    一定時間間隔毎の電圧制御発振器の周波数測定と
    発振周波数制御用DA変換器による周波数ドリフ
    トの自己補正を行なうようにしたことを特徴とす
    る超音波変換器駆動装置の駆動周波数制御方法。
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