JPH0350445B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0350445B2 JPH0350445B2 JP56149996A JP14999681A JPH0350445B2 JP H0350445 B2 JPH0350445 B2 JP H0350445B2 JP 56149996 A JP56149996 A JP 56149996A JP 14999681 A JP14999681 A JP 14999681A JP H0350445 B2 JPH0350445 B2 JP H0350445B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- digital
- signal
- modulation
- circuit
- phase shifter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
デイジタル直交変調した被直交変調信号成分間
の直交度を正しく保つために、90゜移相器誤差の
相殺分と発生させる手段を直交変調入力段に設け
た。
の直交度を正しく保つために、90゜移相器誤差の
相殺分と発生させる手段を直交変調入力段に設け
た。
本発明は90゜移相器に生ずる誤差を相殺して直
交度を維持し得るデイジタル直交変調回路に関す
る。
交度を維持し得るデイジタル直交変調回路に関す
る。
従来のデイジタル直交変調回路は第３図に示さ
れる如く構成している。デイジタル直交変調回路
における直交変調方式としては、直交振幅変調が
あるが、この直交振幅変調には４相PSKと等価
な４値QAM、８値QAM、16値QAMなどがあ
る。以下に、16値QAMを例にとつて直交振幅変
調回路の動作を説明する。
れる如く構成している。デイジタル直交変調回路
における直交変調方式としては、直交振幅変調が
あるが、この直交振幅変調には４相PSKと等価
な４値QAM、８値QAM、16値QAMなどがあ
る。以下に、16値QAMを例にとつて直交振幅変
調回路の動作を説明する。
16値QAMは、各伝送時刻（クロツク周期）毎
に４ビツトを同時に伝送するもので、その４ビツ
トずつの２ビツトずつの２系列に分け、各系列の
各２ビツトが取つている値によつて、一時には４
値の内の１つの値を取るデイジタル信号に変換
し、変換された各各のデイジタル信号をデイジタ
ル変調信号Ｘ，Ｙとして第３図のミクサー（平衡
変調器）２，３の一方の入力端子に入力される。
一方、ミクサー２，３の他方の入力端子には搬送
波が入力されるが、ミクサー２へは90゜移相器１
を介して90゜遅れた搬送波が入力される。尚、実
際には、デイジタル変調信号Ｘ，Ｙは帯域制限の
ためローパスフイルタを設けるのが一般的である
が、その場合においてもクロツク周期毎に４値に
収束する。
に４ビツトを同時に伝送するもので、その４ビツ
トずつの２ビツトずつの２系列に分け、各系列の
各２ビツトが取つている値によつて、一時には４
値の内の１つの値を取るデイジタル信号に変換
し、変換された各各のデイジタル信号をデイジタ
ル変調信号Ｘ，Ｙとして第３図のミクサー（平衡
変調器）２，３の一方の入力端子に入力される。
一方、ミクサー２，３の他方の入力端子には搬送
波が入力されるが、ミクサー２へは90゜移相器１
を介して90゜遅れた搬送波が入力される。尚、実
際には、デイジタル変調信号Ｘ，Ｙは帯域制限の
ためローパスフイルタを設けるのが一般的である
が、その場合においてもクロツク周期毎に４値に
収束する。
ミクサー２への搬送波をsinωtとし、ミクサー
３への搬送波をcosωtとすると、ミクサー２，３
の出力はXsinωt、Ycosωtとなる。これらの出力
信号はハイブリツト回路４で合成され、Xsinωt
＋Ycosωtとなる。その信号配置は第４図のよう
になる。即ち、搬送波を４ビツトの信号に応じて
16の点の内の１つの点で示される位相と振幅とに
して出力する。
３への搬送波をcosωtとすると、ミクサー２，３
の出力はXsinωt、Ycosωtとなる。これらの出力
信号はハイブリツト回路４で合成され、Xsinωt
＋Ycosωtとなる。その信号配置は第４図のよう
になる。即ち、搬送波を４ビツトの信号に応じて
16の点の内の１つの点で示される位相と振幅とに
して出力する。
このような動作において、ミクサー２への搬送
波が取つている位相に対して90゜移相器１の出力
信号の位相にδの誤差が生じたとすると、ミクサ
ー３の出力はYcos（ωt＋δ）＝Ycosδcosωt−
Ysinδsinωtとなる。ここで、δが十分小さいと
きはcosδ≒１、sinδ≒δで近似出来る。その場合
には、Ycos（ωt＋δ）≒Ycosωt−Yδsinωtとな
り、sin成分としてδ・Ｙが生じて来る。従つて、
合成信号（被直交変調信号）Ａは、（Ｘ−δ・Ｙ）
sinωt＋Ycosωtとなり、送信信号、つまり受信信
号のＸ成分に（−δ・Ｙ）の誤差が生じる。この
様子を第５図に示す。
波が取つている位相に対して90゜移相器１の出力
信号の位相にδの誤差が生じたとすると、ミクサ
ー３の出力はYcos（ωt＋δ）＝Ycosδcosωt−
Ysinδsinωtとなる。ここで、δが十分小さいと
きはcosδ≒１、sinδ≒δで近似出来る。その場合
には、Ycos（ωt＋δ）≒Ycosωt−Yδsinωtとな
り、sin成分としてδ・Ｙが生じて来る。従つて、
合成信号（被直交変調信号）Ａは、（Ｘ−δ・Ｙ）
sinωt＋Ycosωtとなり、送信信号、つまり受信信
号のＸ成分に（−δ・Ｙ）の誤差が生じる。この
様子を第５図に示す。
かかる手段による直交度の調整には、その90゜
移相器の製造上の理由、例えば変調回路のモジユ
ール化、量産化等によりその調整が困難乃至不能
となる。このことは当然のことながら、被直交変
調信号成分間の直交度を90゜に保ち得なくなり、
所望の被直交変調信号を送信出来ないことにな
る。
移相器の製造上の理由、例えば変調回路のモジユ
ール化、量産化等によりその調整が困難乃至不能
となる。このことは当然のことながら、被直交変
調信号成分間の直交度を90゜に保ち得なくなり、
所望の被直交変調信号を送信出来ないことにな
る。
本発明は、斯かる問題点に鑑みて創作されたも
ので、90゜移相器に誤差があつても被直交変調信
号成分間の直交度を保ち得るようにしたデイジタ
ル直交変調回路を提供することを目的とする。
ので、90゜移相器に誤差があつても被直交変調信
号成分間の直交度を保ち得るようにしたデイジタ
ル直交変調回路を提供することを目的とする。
第１図は本発明の原理ブロツク図を示す。この
図において、７は係数器で、８は加算回路であ
る。デイジタル変調信号Ｘは、係数器７で重み付
けられたデイジタル変調信号Ｙと加算回路８で加
算されて直交変調のための変調信号として従来構
成の直交変調部１０へ供給され、デイジタル変調
信号Ｙはそのまま直交変調部１０へ供給されるよ
うにして本発明回路は構成されている。なお、直
交変調部１０は従来と同様、直交変調に供される
搬送波信号のための90゜移相器１を備えている。
図において、７は係数器で、８は加算回路であ
る。デイジタル変調信号Ｘは、係数器７で重み付
けられたデイジタル変調信号Ｙと加算回路８で加
算されて直交変調のための変調信号として従来構
成の直交変調部１０へ供給され、デイジタル変調
信号Ｙはそのまま直交変調部１０へ供給されるよ
うにして本発明回路は構成されている。なお、直
交変調部１０は従来と同様、直交変調に供される
搬送波信号のための90゜移相器１を備えている。
係数器７でデイジタル変調信号Ｙに与えられる
重付け量は直交変調部１０の90゜移相器１に生ず
る誤差成分に対し逆位相成分を発生させるのに足
りる値である。従つて、90゜移相器１に誤差が生
じ、それがため被直交変調信号成分間の直交度が
崩れて来るようになつたとしても、上述重付け量
をデイジタル変調信号Ｙに与えてデイジタル変調
信号Ｘに上述誤差に対する相殺成分を生じさせれ
ば、被直交変調信号成分間の直交度は維持され
る。
重付け量は直交変調部１０の90゜移相器１に生ず
る誤差成分に対し逆位相成分を発生させるのに足
りる値である。従つて、90゜移相器１に誤差が生
じ、それがため被直交変調信号成分間の直交度が
崩れて来るようになつたとしても、上述重付け量
をデイジタル変調信号Ｙに与えてデイジタル変調
信号Ｘに上述誤差に対する相殺成分を生じさせれ
ば、被直交変調信号成分間の直交度は維持され
る。
第２図は本発明の実施例回路を示す。この回路
６は直交変調されるべき一方のデイジタル変調信
号Ｙを係数器７を介して加算回路８Ａの一方の入
力へ供給すると共に加算回路８Ａの他方の入力へ
他方のデイジタル変調信号Ｘを供給して合成し、
その合成信号と上記一方のデイジタル変調信号と
を第３図の直交変調回路５のそれぞれの入力へ供
給するように構成されている。この回路６におい
て、係数器７はデイジタル変調信号への重付けを
調整しうる重み調整可能な係数器として構成され
るのがよい。
６は直交変調されるべき一方のデイジタル変調信
号Ｙを係数器７を介して加算回路８Ａの一方の入
力へ供給すると共に加算回路８Ａの他方の入力へ
他方のデイジタル変調信号Ｘを供給して合成し、
その合成信号と上記一方のデイジタル変調信号と
を第３図の直交変調回路５のそれぞれの入力へ供
給するように構成されている。この回路６におい
て、係数器７はデイジタル変調信号への重付けを
調整しうる重み調整可能な係数器として構成され
るのがよい。
次に、上記構成の本発明回路の動作を説明す
る。
る。
第２図回路の90゜移相器１に誤差がなく、従つ
て係数器７の出力も零に調整された状態において
は、デイジタル変調信号Ｘ、Ｙは第３図に示され
る従来の直交変調回路５で直交変調されたと同様
となり、ハイブリツト回路４の出力、即ち被直交
変調信号Ａは Ａ＝Ｘ＋Yej x/2 で表される如くなり、その直交度は90゜に保たれ
ている。
て係数器７の出力も零に調整された状態において
は、デイジタル変調信号Ｘ、Ｙは第３図に示され
る従来の直交変調回路５で直交変調されたと同様
となり、ハイブリツト回路４の出力、即ち被直交
変調信号Ａは Ａ＝Ｘ＋Yej x/2 で表される如くなり、その直交度は90゜に保たれ
ている。
このような直交変調を生じさせている変調回路
の90゜移相器１にδだけの誤差が生じるに至つた
とすると、被直交変調信号A′は A′＝Ｘ＋Yej(x/2 +〓) で表される信号となり、被直交変調信号の直交度
はδだけずれて来る。
の90゜移相器１にδだけの誤差が生じるに至つた
とすると、被直交変調信号A′は A′＝Ｘ＋Yej(x/2 +〓) で表される信号となり、被直交変調信号の直交度
はδだけずれて来る。
この時、係数器７の信号Ｙへの重付け量をsinδ
になるように調整すると、その時の被直交変調信
号A″は A″＝Ｘ＋Ysin δ＋Yej(x/2 +〓)＝Ｘ＋Ｙ jcosδ となる。つまり、この被直交変調信号成分間の直
交度は90゜に維持される（第６図参照）。
になるように調整すると、その時の被直交変調信
号A″は A″＝Ｘ＋Ysin δ＋Yej(x/2 +〓)＝Ｘ＋Ｙ jcosδ となる。つまり、この被直交変調信号成分間の直
交度は90゜に維持される（第６図参照）。
このように、本発明による直交度の維持は90゜
移相器１を少しも調整することなく達成される。
従つて、90゜移相器１に全く調整機能を有しなく
とも、或いはその調整機能による調整が困難乃至
不能にある環境に置かれたとしても、被直交変調
信号成分間の直交度を90度に維持し得る。
移相器１を少しも調整することなく達成される。
従つて、90゜移相器１に全く調整機能を有しなく
とも、或いはその調整機能による調整が困難乃至
不能にある環境に置かれたとしても、被直交変調
信号成分間の直交度を90度に維持し得る。
以上述べたように本発明によれば、90゜移相器
を何んら調整することなく被直交変調信号成分間
の直交度を90度に維持し得る。このことは直交変
調器のモジユール化、集積回路化に伴つて90゜移
相器での調整に依存し得なくなる場合に、特にそ
の有用性を発揮する。
を何んら調整することなく被直交変調信号成分間
の直交度を90度に維持し得る。このことは直交変
調器のモジユール化、集積回路化に伴つて90゜移
相器での調整に依存し得なくなる場合に、特にそ
の有用性を発揮する。
第１図は本発明の原理ブロツク図、第２図は本
発明の実施例回路図、第３図は従来回路図、第４
図は直交度が90゜の場合の信号点配置図、第５図
は直交度が90゜＋δとなつた場合の場合の信号点
配置図、第６図は直交度を保つための調整を施し
た場合の信号点配置図である。 第１図及び第２図において、１は90゜移相器、
７は係数器、８は合成回路（加算回路８Ａ）、１
０は直交変調部である。
発明の実施例回路図、第３図は従来回路図、第４
図は直交度が90゜の場合の信号点配置図、第５図
は直交度が90゜＋δとなつた場合の場合の信号点
配置図、第６図は直交度を保つための調整を施し
た場合の信号点配置図である。 第１図及び第２図において、１は90゜移相器、
７は係数器、８は合成回路（加算回路８Ａ）、１
０は直交変調部である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 90゜移相器１により互いに90゜異なる二つの搬
送波を作成し、該二つの搬送波を二つのデイジタ
ル変調信号でそれぞれ変調し、該変調された信号
を合成して出力するデイジタル直交変調回路にお
いて、 一方のデイジタル変調信号を上記90゜移相器１
の移相誤差に対応した係数の係数器７を介して加
算回路８へ供給して他方のデイジタル変調信号に
加算し、その加算信号及び上記一方のデイジタル
変調信号を直交変調に用いるように構成したこと
を特徴とするデイジタル直交変調回路。 ２ 上記係数器７を重み調整可能な係数器に構成
したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のデイジタル直交変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56149996A JPS5851602A (ja) | 1981-09-22 | 1981-09-22 | 直交変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56149996A JPS5851602A (ja) | 1981-09-22 | 1981-09-22 | 直交変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5851602A JPS5851602A (ja) | 1983-03-26 |
| JPH0350445B2 true JPH0350445B2 (ja) | 1991-08-01 |
Family
ID=15487180
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56149996A Granted JPS5851602A (ja) | 1981-09-22 | 1981-09-22 | 直交変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5851602A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60145754A (ja) * | 1984-01-09 | 1985-08-01 | Nec Corp | ４相位相変調器 |
| JPH02211748A (ja) * | 1989-02-10 | 1990-08-23 | Nec Eng Ltd | 直交変調回路 |
-
1981
- 1981-09-22 JP JP56149996A patent/JPS5851602A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5851602A (ja) | 1983-03-26 |
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