JPH06237276A - 直交変調器 - Google Patents
直交変調器Info
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- JPH06237276A JPH06237276A JP2310293A JP2310293A JPH06237276A JP H06237276 A JPH06237276 A JP H06237276A JP 2310293 A JP2310293 A JP 2310293A JP 2310293 A JP2310293 A JP 2310293A JP H06237276 A JPH06237276 A JP H06237276A
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- rom
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 I チャネル側と Qチャネル側とに各々ディジ
タルフィルタを用いるが全体として其の回路規模が小さ
な直交変調器を提供する。 【構成】 ディジタルフィルタ11,21を通した Iチャネ
ルと Qチャネルの出力を、D/A変換器12,22 で変換し、
フィルタ13,23 で高調波成分を除去し、調整器14,24 で
振幅を揃える処理をした後、局部発振器30の出力を互の
位相差が90度の二信号に分配(31)し位相補償(32)した各
信号と乗算(15,25)し其の乗算出力を合成(40)した直交
変調器において、位相補償を止めて分配のみとし、其の
二つの出力I,Qの位相角が90゜から角度θだけ位相外れ
している場合は、I チャネル側のD/A 変換器12の入力I
′を、ディジタルフィルタ21の出力Q に tanθを乗算
(1) した出力 Qtan θとディジタルフィルタ11の出力I
とを加算(2) した値とし、Qチャネル側のD/A 変換器(2
2)の入力Q ′を、ディジタルフィルタ21の出力Q に 1/
cosθを乗算(3)した値とする。
タルフィルタを用いるが全体として其の回路規模が小さ
な直交変調器を提供する。 【構成】 ディジタルフィルタ11,21を通した Iチャネ
ルと Qチャネルの出力を、D/A変換器12,22 で変換し、
フィルタ13,23 で高調波成分を除去し、調整器14,24 で
振幅を揃える処理をした後、局部発振器30の出力を互の
位相差が90度の二信号に分配(31)し位相補償(32)した各
信号と乗算(15,25)し其の乗算出力を合成(40)した直交
変調器において、位相補償を止めて分配のみとし、其の
二つの出力I,Qの位相角が90゜から角度θだけ位相外れ
している場合は、I チャネル側のD/A 変換器12の入力I
′を、ディジタルフィルタ21の出力Q に tanθを乗算
(1) した出力 Qtan θとディジタルフィルタ11の出力I
とを加算(2) した値とし、Qチャネル側のD/A 変換器(2
2)の入力Q ′を、ディジタルフィルタ21の出力Q に 1/
cosθを乗算(3)した値とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力の Iチャネルと Q
チャネルの２系統のディジタルデータを，各々のディジ
タルフィルタBTF を通し，その各 BTF出力を D/A変換器
でアナログ信号に変換し、フィルタで高調波成分を除去
し、レベル調整器で振幅を揃える等の必要な信号処理を
した後に、局部発振器の出力の一つの搬送波信号を互の
位相差が90度の二信号に分け位相補償した各搬送波信号
と夫々乗算し、其の二つの乗算出力を合成して、４相 P
SK波などの直交変調波を得る直交変調器に関する。
チャネルの２系統のディジタルデータを，各々のディジ
タルフィルタBTF を通し，その各 BTF出力を D/A変換器
でアナログ信号に変換し、フィルタで高調波成分を除去
し、レベル調整器で振幅を揃える等の必要な信号処理を
した後に、局部発振器の出力の一つの搬送波信号を互の
位相差が90度の二信号に分け位相補償した各搬送波信号
と夫々乗算し、其の二つの乗算出力を合成して、４相 P
SK波などの直交変調波を得る直交変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８に、上記のディジタルフィルタBTF
を用いて４相 PSK波信号を得る従来の直交変調器の構成
を示す。ここで、局部発振器30の出力の一つの搬送波信
号を、互の位相差が90度の二信号に分け Iチャネル側と
Qチャネル側の振幅変調用の各乗算器15,25 へ出力する
所謂90゜位相器300 として、90゜分配器31を良く使用す
るが、その部品のバラツキ等により、直交変調波出力の
Iチャネル側の出力と Qチャネル側の出力との間の位相
角の直角90゜が保証されない場合がある。そのため、従
来の90゜位相器300Aは、90゜分配器31と、其の二出力の
位相角の直角90゜からの位相外れθを補償する位相補償
器32とで構成されていた。
を用いて４相 PSK波信号を得る従来の直交変調器の構成
を示す。ここで、局部発振器30の出力の一つの搬送波信
号を、互の位相差が90度の二信号に分け Iチャネル側と
Qチャネル側の振幅変調用の各乗算器15,25 へ出力する
所謂90゜位相器300 として、90゜分配器31を良く使用す
るが、その部品のバラツキ等により、直交変調波出力の
Iチャネル側の出力と Qチャネル側の出力との間の位相
角の直角90゜が保証されない場合がある。そのため、従
来の90゜位相器300Aは、90゜分配器31と、其の二出力の
位相角の直角90゜からの位相外れθを補償する位相補償
器32とで構成されていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来の直交変調器は、
上述の如く、局部発振器30の出力の搬送波を互の位相差
が90度の二信号に分け Iチャネル側と Qチャネル側の各
乗算器15,25 へ出力する所謂90゜位相器300Aが、90゜分
配器31と位相補償器32とで構成されていたので、直交変
調器の回路規模が大きくなるという問題があった。本発
明の目的は、 Iチャネル側と Qチャネル側とに各々ディ
ジタルフィルタBTF を用いるが、全体として回路規模が
小さな直交変調器の構成を提供することにある。
上述の如く、局部発振器30の出力の搬送波を互の位相差
が90度の二信号に分け Iチャネル側と Qチャネル側の各
乗算器15,25 へ出力する所謂90゜位相器300Aが、90゜分
配器31と位相補償器32とで構成されていたので、直交変
調器の回路規模が大きくなるという問題があった。本発
明の目的は、 Iチャネル側と Qチャネル側とに各々ディ
ジタルフィルタBTF を用いるが、全体として回路規模が
小さな直交変調器の構成を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】この目的達成のための本
発明の基本的な構成は、図１の原理図に示すように、 (1) 90゜位相器300Aの中の位相補償器32の使用を止め90
゜分配器31のみとする。 (2) その90゜分配器31の二つの出力I,Qの位相角が所定
の直角90゜から角度θだけ位相外れしている場合は、I
ch側のD/A 変換器12の入力I ′を、Q ch側のディジタル
フィルタBTF2の出力Q に tanθを乗算器1 にて乗じた出
力Q tan θと Ich側のディジタルフィルタBTF1の出力I
とを加算器2 で加えた値I ′=I + Q tanθとし、Q ch側
のD/A 変換器22の入力Q ′を、搬送波信号Q ch側のディ
ジタルフィルタBTF2の出力Q に 1/cosθを乗算器3 にて
乗じた値Q ′= Q/cos θとするように構成する。
発明の基本的な構成は、図１の原理図に示すように、 (1) 90゜位相器300Aの中の位相補償器32の使用を止め90
゜分配器31のみとする。 (2) その90゜分配器31の二つの出力I,Qの位相角が所定
の直角90゜から角度θだけ位相外れしている場合は、I
ch側のD/A 変換器12の入力I ′を、Q ch側のディジタル
フィルタBTF2の出力Q に tanθを乗算器1 にて乗じた出
力Q tan θと Ich側のディジタルフィルタBTF1の出力I
とを加算器2 で加えた値I ′=I + Q tanθとし、Q ch側
のD/A 変換器22の入力Q ′を、搬送波信号Q ch側のディ
ジタルフィルタBTF2の出力Q に 1/cosθを乗算器3 にて
乗じた値Q ′= Q/cos θとするように構成する。
【０００５】
【作用】本発明では、局部発振器30の出力の搬送波を二
分する90゜位相器300 が、90゜分配器31のみで構成され
ていて、該90゜分配器31の二つの出力I,Qの位相角が、
所定の直角90゜を保って位相外れを生じていない場合の
直交変調器の出力の空間信号点位置(0,0),(0,1),(1,0),
(1,1)では、図２の (a)の場合の如く、其の I成分と Q
成分とは直交する。そして90゜分配器31の二つの出力I,
Qの位相角が、直角90゜から角度θだけ位相外れしてい
る、図２の (b)の場合は、I ch側のD/A 変換器12の入力
I ′を乗算器1 と加算器2 とでI ′= I + Q tan θと
し、Q ch側のD/A 変換器22の入力Q ′を乗算器3 で Q′
= Q/cos θとするように演算処理することで、図２の
(b)の位相外れの有る場合も、同図の (a)の位相外れの
無い場合と同様の空間信号点の位置を実現することが出
来る。
分する90゜位相器300 が、90゜分配器31のみで構成され
ていて、該90゜分配器31の二つの出力I,Qの位相角が、
所定の直角90゜を保って位相外れを生じていない場合の
直交変調器の出力の空間信号点位置(0,0),(0,1),(1,0),
(1,1)では、図２の (a)の場合の如く、其の I成分と Q
成分とは直交する。そして90゜分配器31の二つの出力I,
Qの位相角が、直角90゜から角度θだけ位相外れしてい
る、図２の (b)の場合は、I ch側のD/A 変換器12の入力
I ′を乗算器1 と加算器2 とでI ′= I + Q tan θと
し、Q ch側のD/A 変換器22の入力Q ′を乗算器3 で Q′
= Q/cos θとするように演算処理することで、図２の
(b)の位相外れの有る場合も、同図の (a)の位相外れの
無い場合と同様の空間信号点の位置を実現することが出
来る。
【０００６】
【実施例】図１の原理図はそのまま、本発明の請求項１
に対応する実施例の直交変調器である４相PSK 変調器の
構成を示す。図２の (b)の場合の、90゜分配器31の二出
力I,Q が所定の直角90゜から角度θだけ位相外れしてい
る場合は、I ch側のD/A 変換器12の入力I ′を、乗算器
１と加算器２とにより、I ′= I + Q tan θとし、Q ch
側のD/A 変換器22の入力Q ′を、乗算器３により、Q ′
= Q/cos θとするように演算処理することによって、直
交変調器である４相PSK 変調器が実現される。 tanθや
1/cosθの値は、図示しない例えばスイッチによりθの
変化に対し可変で設定できる様にする。ディジタルフィ
ルタBTF 11,21 の各BTF の出力I,Qを例えば８bit とす
れば、このBTF出力を入力して D/A変換する時の量子化
雑音を小さくする為には、D/A 変換器12,22 の入力の
I′,Q′の振幅値がフルスケール値１として入力する様
に演算処理されなければならない。ところが図１の構成
では、乗算器１にて、Qch 側のBTF 出力Q に tanθを乗
算し、加算器２にて、該乗算器１の出力Qtanθと Ich側
のBTF 出力I とを加算した値(I+ Qtanθ) であるD/A変
換器12の入力 I′と、Qch 側BTF の出力Q に乗算器３に
て 1/cosθを乗算した値 Q/cosθであるD/A 変換器22の
入力 Q′とは何れも、図３の位相誤差θの 0〜±10[de
g] に対する 1/cosθと 1+tanθの値の表１から明らか
な如く、其の最大値1.0154, 1.1763が、フルスケール値
１をオーバーフローしてしまう。そのため請求項２とし
て、図３の表1 の例では、各BTR 11,21 の出力I,Qの値
を、(1/cosθ)の最大値1.0154と(1+tanθ)の最大値1.17
63との比である1.0154／1.1763＝0.8632倍する構成とし
て、その I′,Q′の最大値が値１となる様に、規格化す
る必要がある。また、図１の構成の D/A変換器12,22 の
入力で所要の I′,Q′を得る為の演算は、次の様に変形
することが出来る。即ち、I ′= I + Q tan θ→ Icos
θ + Qsinθ、 Q′= Q/cos θ → Q に変形される。
この場合の請求項３に対応する構成は図４に示される。
なお、入力データ Ich,Qchを処理するディジタルフィル
タBTF 11,21 と乗算器11,21は、通常の場合、図５に示
す如く、入力の Ich ( Qch) の直列データを入力し並列
データｘk を出力するシフトレジスタと該並列データｘ
k を入力しｎ bitの位相誤差θと其のθの極性±とを指
定して各タップ係数ａk を乗じ加算した出力Σａk ｘk
を出力するメモリROM とで構成される。位相誤差θを、
0 から１deg づつ、±15 degまで補正したければ、24=1
6 なので、ｎ bitは 4 bitとなる。従って、図４の各 B
TF 11,21と cosθ,sinθの乗算器11,21とを含む点線部
分は、各 ROMI, ROMQ にて入力データIch,Qchを処理す
ることが可能となり、外付回路は不要となる。また、図
６に示す如く、局部発振器30の出力の搬送波信号の周波
数が、所謂シンセサイザにより可変できる構成の直交変
調器では、90゜分配器31の出力の位相誤差θが前記局部
発振器30の出力の搬送波信号の周波数により変化してし
まう。そこで請求項４の構成として、図６に示す如く、
シンセサイザ30の出力周波数の設定用データ(A) を利用
し、予め、90゜分配器31の各周波数毎の位相誤差θを求
めておき、ROM 1 には tanθを書き込み, ROM 2 には 1
/cosθを書き込んで置く。そしてシンセサイザ30の出力
周波数を設定する毎に前記設定用データ(A) により、RO
M 1, ROM 2から必要な tanθ, 1/cosθの値を読み出す
ようにする。また、この図６の請求項４の構成を簡素化
する為に、請求項５として、前記図４の各BTF と乗算器
の代りのシフトレジスタとROMI,ROMQ の組合せと同様
に、図７の構成図の如く、シンセサイザの周波数設定デ
ータ(A) により、入力の直列データIch,Qchを直/ 並変
換するシフトレジスタと該シフトレジスタからの並列ｎ
bitのデータｘk を入力し,各タップ係数ａk を乗じ、
ｎ個分だけ加算した出力Σａk ｘk を出力するような R
OM I, ROMQ を備える。
に対応する実施例の直交変調器である４相PSK 変調器の
構成を示す。図２の (b)の場合の、90゜分配器31の二出
力I,Q が所定の直角90゜から角度θだけ位相外れしてい
る場合は、I ch側のD/A 変換器12の入力I ′を、乗算器
１と加算器２とにより、I ′= I + Q tan θとし、Q ch
側のD/A 変換器22の入力Q ′を、乗算器３により、Q ′
= Q/cos θとするように演算処理することによって、直
交変調器である４相PSK 変調器が実現される。 tanθや
1/cosθの値は、図示しない例えばスイッチによりθの
変化に対し可変で設定できる様にする。ディジタルフィ
ルタBTF 11,21 の各BTF の出力I,Qを例えば８bit とす
れば、このBTF出力を入力して D/A変換する時の量子化
雑音を小さくする為には、D/A 変換器12,22 の入力の
I′,Q′の振幅値がフルスケール値１として入力する様
に演算処理されなければならない。ところが図１の構成
では、乗算器１にて、Qch 側のBTF 出力Q に tanθを乗
算し、加算器２にて、該乗算器１の出力Qtanθと Ich側
のBTF 出力I とを加算した値(I+ Qtanθ) であるD/A変
換器12の入力 I′と、Qch 側BTF の出力Q に乗算器３に
て 1/cosθを乗算した値 Q/cosθであるD/A 変換器22の
入力 Q′とは何れも、図３の位相誤差θの 0〜±10[de
g] に対する 1/cosθと 1+tanθの値の表１から明らか
な如く、其の最大値1.0154, 1.1763が、フルスケール値
１をオーバーフローしてしまう。そのため請求項２とし
て、図３の表1 の例では、各BTR 11,21 の出力I,Qの値
を、(1/cosθ)の最大値1.0154と(1+tanθ)の最大値1.17
63との比である1.0154／1.1763＝0.8632倍する構成とし
て、その I′,Q′の最大値が値１となる様に、規格化す
る必要がある。また、図１の構成の D/A変換器12,22 の
入力で所要の I′,Q′を得る為の演算は、次の様に変形
することが出来る。即ち、I ′= I + Q tan θ→ Icos
θ + Qsinθ、 Q′= Q/cos θ → Q に変形される。
この場合の請求項３に対応する構成は図４に示される。
なお、入力データ Ich,Qchを処理するディジタルフィル
タBTF 11,21 と乗算器11,21は、通常の場合、図５に示
す如く、入力の Ich ( Qch) の直列データを入力し並列
データｘk を出力するシフトレジスタと該並列データｘ
k を入力しｎ bitの位相誤差θと其のθの極性±とを指
定して各タップ係数ａk を乗じ加算した出力Σａk ｘk
を出力するメモリROM とで構成される。位相誤差θを、
0 から１deg づつ、±15 degまで補正したければ、24=1
6 なので、ｎ bitは 4 bitとなる。従って、図４の各 B
TF 11,21と cosθ,sinθの乗算器11,21とを含む点線部
分は、各 ROMI, ROMQ にて入力データIch,Qchを処理す
ることが可能となり、外付回路は不要となる。また、図
６に示す如く、局部発振器30の出力の搬送波信号の周波
数が、所謂シンセサイザにより可変できる構成の直交変
調器では、90゜分配器31の出力の位相誤差θが前記局部
発振器30の出力の搬送波信号の周波数により変化してし
まう。そこで請求項４の構成として、図６に示す如く、
シンセサイザ30の出力周波数の設定用データ(A) を利用
し、予め、90゜分配器31の各周波数毎の位相誤差θを求
めておき、ROM 1 には tanθを書き込み, ROM 2 には 1
/cosθを書き込んで置く。そしてシンセサイザ30の出力
周波数を設定する毎に前記設定用データ(A) により、RO
M 1, ROM 2から必要な tanθ, 1/cosθの値を読み出す
ようにする。また、この図６の請求項４の構成を簡素化
する為に、請求項５として、前記図４の各BTF と乗算器
の代りのシフトレジスタとROMI,ROMQ の組合せと同様
に、図７の構成図の如く、シンセサイザの周波数設定デ
ータ(A) により、入力の直列データIch,Qchを直/ 並変
換するシフトレジスタと該シフトレジスタからの並列ｎ
bitのデータｘk を入力し,各タップ係数ａk を乗じ、
ｎ個分だけ加算した出力Σａk ｘk を出力するような R
OM I, ROMQ を備える。
【０００７】
【発明の効果】以上説明した如く、本発明によれば、直
交変調器用の局部発振器の出力の搬送波信号に対する90
゜位相器のなかのアナログの位相補償回路が不要となる
ので、直交変調器の動作の安定性が高まる。また、ディ
ジタルフィルタと乗算器の代りに ROM等を使用すること
で直交変調器の回路規模が縮小される効果が得られる。
交変調器用の局部発振器の出力の搬送波信号に対する90
゜位相器のなかのアナログの位相補償回路が不要となる
ので、直交変調器の動作の安定性が高まる。また、ディ
ジタルフィルタと乗算器の代りに ROM等を使用すること
で直交変調器の回路規模が縮小される効果が得られる。
【図１】 本発明の請求項１の直交変調器の基本構成を
示す原理図
示す原理図
【図２】 本発明の直交変調器の動作を説明する為の直
交変調出力の空間信号点位置を表す説明図
交変調出力の空間信号点位置を表す説明図
【図３】 本発明の請求項２の直交変調器の動作を説明
する為の位相誤差θに対する 1/cosθと１＋tan θの値
の表を示す説明図
する為の位相誤差θに対する 1/cosθと１＋tan θの値
の表を示す説明図
【図４】 本発明の請求項３の直交変調器の構成図
【図５】 本発明の請求項４の直交変調器の構成を説明
する為の BPFと乗算器に代わるシフトレジスタと ROMの
使用方法の説明図
する為の BPFと乗算器に代わるシフトレジスタと ROMの
使用方法の説明図
【図６】 本発明の請求項４の直交変調器の構成図
【図７】 本発明の請求項５の直交変調器の構成を説明
する為の BPFと乗算器に代わるシフトレジスタと ROMの
アドレス方法の説明図
する為の BPFと乗算器に代わるシフトレジスタと ROMの
アドレス方法の説明図
【図８】 従来の直交変調器の４相 PSK変調器の構成図
1,3は乗算器、2 は加算器、θは位相誤差、11,21は乗算
器、31は加算器、11, 21はディジタルフィルタBTF 、1
2,22 は D/A変換器、13,23 はロールオフ濾波器、14,24
はオフセット振幅調整器、15,25 は変調用の乗算器、3
0は局部発振器、31は90゜分配器、32は位相補償器、300
は90゜位相器、40は合成器HYB である。
器、31は加算器、11, 21はディジタルフィルタBTF 、1
2,22 は D/A変換器、13,23 はロールオフ濾波器、14,24
はオフセット振幅調整器、15,25 は変調用の乗算器、3
0は局部発振器、31は90゜分配器、32は位相補償器、300
は90゜位相器、40は合成器HYB である。
Claims (5)
- 【請求項１】 入力の Iチャネルと Qチャネルの二系統
のディジタルデータの各々のディジタルフィルタ(11,2
1) を通した出力を、D/A変換器(12,22)でアナログ信号
に変換し、フィルタ(13,23)で高調波成分を制限し、調
整器(14,24)で振幅を揃えるなど必要な信号処理をした
後、局部発振器(30)の出力の搬送波信号を互の位相差が
90度の二信号に分配(31)し位相補償(32)する90゜位相器
(300)の出力の各搬送波信号と夫々乗算(15,25)し其の二
つの乗算出力を合成(40)し４相 PSK波等の直交変調波を
得る直交変調器において、前記90゜位相器(300) の位相
補償器(32)の使用を止めて90゜分配器(31)のみとし、其
の90゜分配器(31)の二つの出力I,Qの位相角が所定の直
角90゜から角度θだけ位相外れしている場合は、I チャ
ネル側のD/A 変換器(12)の入力I ′を、Q チャネル側の
ディジタルフィルタ(21)の出力Q に tanθを乗算(1)し
た出力 Qtan θと Iチャネル側のディジタルフィルタ(1
1)の出力I とを加算(2) した値(I′= I + Q tan θ)と
し、Q チャネル側のD/A 変換器(22)の入力Q ′を、Q チ
ャネル側のディジタルフィルタ(21)の出力Q に 1/ cos
θを乗算(3) した値(Q′= Q/cos θ)としたことを特徴
とする直交変調器。 - 【請求項２】 前記 Iチャネル側と Qチャネル側のディ
ジタルフィルタ(11,21)の出力I,Qの値を、前記 Qチャネ
ル側の乗算器(3) の乗算値(1/cosθ)の所定の位相誤差
θの範囲（±10deg)における最大値(1.0154)と Iチャネ
ル側の加算器(2)の加算値(1+tanθ)の同範囲における最
大値(1.1763)との比(1.0154／1.1763＝0.8632)倍して、
前記 D/A変換器(12,22) の入力 I′,Q′の最大値が値１
となる様に規格化することを特徴とした請求項１記載の
直交変調器。 - 【請求項３】 前記 D/A変換器(12,22)の入力で所要値
I′,Q′を得る為の演算I ′= I + Q tan θを、該I に
cosθを乗ずる乗算器(11)と該Q に sinθを乗ずる乗算
器(21)と該乗算器(11,21) の各出力を加算する加算器(3
1)とにより,(Icosθ + Qsinθ)の演算に変形し, 演算
Q′= Q/cos θは Qそのままとして、前記ディジタルフ
ィルタ(11,21)と乗算器(11,21) とが、入力のIch とQch
の各直列データを変換しｎ bitの並列データ（ｘk ）
を出力する各シフトレジスタと該ｎ bitの並列データ
（ｘk ）を入力し位相誤差θと該θの極性（±）とを指
定し各タップ係数（ａk ）を乗じて加算した出力（Σａ
k ｘk ）を出力する各 ROM I, ROMQ とで代替されること
を特徴とした請求項１記載の直交変調器。 - 【請求項４】 前記直交変調器の局部発振器(30)の出力
の搬送波の周波数が所謂シンセサイザにより可変される
場合、該シンセサイザ(30)の出力周波数の設定用データ
(A) を利用し、予め該90゜分配器(31)の各周波数毎の位
相誤差θを求めておき、tanθを書き込むROM 1 と 1/co
sθを書き込むROM 2 とを具え、該シンセサイザ(30)の
出力周波数を設定する毎に該設定用データ(A) により、
該ROM1 とROM 2とから必要な tanθと 1/cosθの値を読
み出すことを特徴とした請求項１記載の直交変調器。 - 【請求項５】 前記シンセサイザ(30)の出力周波数の設
定用データ(A) により、入力のIch とQch の各直列デー
タを並列データに変換する各シフトレジスタと該シフト
レジスタからのｎ bitの並列データ（ｘk ）を入力し、
各タップ係数（ａk ）を乗じ、其のｎ bit分を加算した
出力（Σａk ｘk ）を出力するようなROMI, ROMQ を具
えることを特徴とした請求項１記載の直交変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2310293A JPH06237276A (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | 直交変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2310293A JPH06237276A (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | 直交変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06237276A true JPH06237276A (ja) | 1994-08-23 |
Family
ID=12101102
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2310293A Withdrawn JPH06237276A (ja) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | 直交変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JPH06237276A (ja) |
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