JPH0352405A - Ｆｍ変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、ビデオテープレコーダ（ＶＴＲ）等に用いら
れ、映像あるいは音声信号をＦＭ変調するＦＭ変調器に
関する。

（ロ）従来の技術 一般にＦＭ変調器は、例えば文献「実用電子回路ハンド
ブックＩＪ　　（ＣＱ出版株式会社発行）に開示されて
いる様に、電圧制御発振＠　（ＶＣＯ）の制御電圧に変
調信号を与えることで構威される。ところで、変調信号
が音声信号の様に交流或分を持たない場合のＦＭ信号は
、中心周波数（Ｆ．）と周波数偏移量（Δｆ）で表現で
きる。

そこで、一般的なＶＣＯによるＦＭ変調器は、第２図の
様に示され、ＶＣＯの発振周波数を（Ｆ）とすると、 Ｆ＝Ｋ１Ｖ　　　　　　　　・・・　（１）となる。但
し、　式（１）において、■は制御電圧であり、Ｋ．は
変換係数である。

前記式（１）を中心周波数（Ｆ．）と周波数偏移量（Δ
ｆ）に分けて考えると、中心周波数（Ｆ．）は直流制御
電圧（Ｖ．）に、また周波数偏移量（Δｆ）は変調信号
（ΔＶ）に対応するので、式（１）はＦ＝Ｆ．＋Δｆ＝
Ｋ，（Ｖ，＋ΔＶ）・　（２）に変形できる。通常、変
換係数（Ｋ．）は、ＶＣＯ内の発振コンデンサやコイル
の特性のバラッキ、温度ドリフトがあるため、式（２）
は Ｆ＝Ｆ．＋Δｆ＝　Ｋ　，（Ｖ　．’十△ｖ　’）＝Ｋ
．（αＶ，＋βΔＶ）　　　　　　　　　・・・　（３
）と変形できる。この式（３）において、Ｖ０′＝αＶ
。，Δｖ’＝βΔＶと表現されており、第２図のＦＭ変
調器では、中心周波数（Ｆ．）と周波数偏移量（Δｆ）
が目的値となる様に補正値（ａ）（β〉で変換係数（Ｋ
．）を補正する調整を直流制御電圧（Ｖ．）、変調信号
（ΔＶ）について夫々行う必要があることになる。

（ハ）発明が解決しようとする課題 前記従来技術におけるＦＭ変調器には、中心周波数（Ｆ
．）、周波数偏移量（Δｆ）の２つの調整を必要とする
。ここで、中心周波数（Ｆ６）に関してはＰＬＬによる
ＡＰＣ制御を付与することにより中心周波数（Ｆ０）は
無調整で水晶精度となるが、周波数偏移量（Δｆ）の調
整は、依然として不可欠であり、この調整のための部品
（通常は可変抵抗器）や調整工程が必要となる。

（二）課題を解決するための手段 本発明は、電圧制御発振器の制御入力の直流分で中心周
波数を決定し、交流分を変調信号として周波数偏移量を
決定するＦＭ変Ｒ器において、前記中心周波数を決定す
る直流分を制御入力とする電圧制御増幅器にて前記周波
数偏移量を決定する交流分の振幅を制御することを特徴
とする。

（ホ）作用 本発明は上述の如く構或したので、温度依存性がなくな
り、周波数偏移量の調整が不要となる。

（へ）実施例 以下、図面に従い本発明の一実施例について説明する。

第１図は本実施例の基本回路ブロックであり、中心周波
数（Ｆ．）の調整はＦ．調整回路（１〉にて実行され、
周波数偏移量（Δｆ）の調整はＦ６調整回路（１）出力
により制御される電圧制御増幅器（ｖＣＡ）（２）によ
り実行され、Ｆ．調整回路出力（Ｖ。゛）が、従来技術
の如く、直流制御電圧（Ｖ０）に補正値（α）の補正が
施されたα■。に等しい場合、ＶＣＡ（２）の変換率を
ｍとすると、ＶＣＡ（２）の補正値（β）は、 β＝ｍαＶ０　　　　　　　・・・　（４）と示される
。

一方、式（３）を分割すると、 Ｆ　ｏ＝　Ｋ　＋　ａ　Ｖ　ｏ　　　　　　・・・（　
５　）Δｆ　＝Ｋ，・βΔＶ　　　　　・・・　（６）
となる。中心周波数（Ｆ０〉はある一定の目的値として
設定されるものであり、変換係数（Ｋ，）も一定値であ
るから、式（５）より得られる。

αＶｏ＝Ｆｏ／Ｋ＋　　　　　　・・・　（７）も一定
値となる。式（７）、（４）を式（６）に代入すると、 Δｆ　＝Ｋ，−β・Δｖ＝Ｋ，−ｍａＶ．ａΔＶ＝Ｋｌ
−ｍ・（Ｆ．／Ｋｌ）・ΔＶ ＝ｍ−Ｆゆ・ΔＶ　　　　・・・　（８）となる。

この式（８）より明らかな様に、周波数偏移ｌ（Δｆ）
は変換係数（Ｋ，）に依存せず、ＶＣＡ（２）の変換率
（ｍ）と中心周波数（Ｆ．）で決定する。従って、変換
率（ｍ）を目的値に一致する様に設定しておけば、Ｆ．
調整回路（１）出力とＶＣＡ（２）出力との加算出力を
入力とするＶＣＯ（３）内のコンデンサ等の素子の特性
のバラツキ及び温度ドリフトとは無関係に、ある中心周
波数（Ｆ６）に対して、ある周波数偏移量（Δｆ）が一
義的に決定し、Δｆ調整が不要となる。

前述のΔｆ調整が不要となる原理をグラフで示したもの
が、第３図である。この第３図において、横軸には電圧
（Ｖ）が縦軸には周波数（Ｆ）がとられており、図中の
直線（Ａ　）（Ｂ　）の傾きは共に、変換係数（Ｋ．）
を示し、温度ドリフトによる相異を表現している。直線
（Ａ　）（Ｂ　）のいずれの特性であっても、目的の中
心周波数（Ｆ．）と周波数偏移量（Δｆ）は同じである
から、直線（Ａ）の場合には、直流制御電圧はＶ。Ａ，
変調信号はΔＶＡであり、直線（Ｂ）の場合には、直流
制御電圧はｖｏｌｌ、変調信号はΔｖ３となる。この図
から明らかな様に、直流制御電圧と変調信号は一定の関
係があり．温度ドリフトにより変換係数（Ｋ．）の特性
にバラツキが生じても直流制御電圧によって変調信号を
制御すれば一定の周波数偏移量（Δｆ）が得られること
になる。

第１図の基本回路ブロック図を、より詳細に示した図が
第４図である。第４図において、ＶＣＯ（３）は、電流
制御型可変バンドバスフィルタ（以下、可変ＢＰＦと記
す）（４）と、固定利得のアンプ（５）を介した同相で
利得が１以上の閉回路にて構戒されている。

また、Ｆｏ調整回路（１）は、固定周波数を有するクロ
ック（ＣＫ）が入力される可変オールパスフィルタ（以
下、可変ＡＰＦと記す）（６）と、該可変ＡＰＦ（６）
の入出力の位相比較を為す位相比較器（７）と、該位相
比較出力が入力され、その出力により可変ＡＰＦ（６）
を制御するローパスフィルタ（ＬＰＦ）（８）により構
或され、前述の如くＬＰＦ（８）出力、即ち位相比較出
力である誤差信号で可変ＡＰＦ（６）を制御すれば、こ
の可変ＡＰＦ（６）の共振点をクロック（ＣＫ）の周波
数に比例させることができる。尚、位相比較器（７）は
可変ＡＰＦ（６）の入出力の位相差がＯ（零）の時に、
０の誤差信号を発する。またクロック（ＣＫ）は、Ｘｔ
ａｌ発振器（図示省略）より発せられる。ここで、可変
ＡＰＦ（６）及び可変ＢＰＦ（４）は同一回路形態で同
一モノリシックＩＣ内に構戊されており、具体的には後
述の２次の可変フィルタを利用して作威されている。そ
こで第６図にて、本実施例に用いられる可変ＢＰＦや可
変ＡＰＦとして動作する２次の可変フィルタ（２０）に
ついて説明する。第６図は可変フィルタの原理を示す回
路図である。この第６図において、トランジスタ（ＴＩ
）（Ｔ＃）は、差動対を構戊し、エミッタが共に定電流
源回路（１１）に結合され、トランジスタ（Ｔ．）のコ
レクタには電源電圧（＋Ｖｃｃ）が供給され、トランジ
スタ（Ｔ．）のコレクタは定電流源回路（１２）に接続
されると共にトランジスタ（Ｔ，）のベース及びコンデ
ンサ（Ｃ，）を介して端子（１５）に接続されている。

尚、定電流源回路（１ｌ）の電流量は定電流源回路（１
２）の電流量（■１）の２倍の（２Ｉ，）に設定される
。

トランジスタ（Ｔ＊）（Ｔ＋。）も差動対をｈｆｆ威し
、エミッタが共に定電流源回路（１３）に接続され、ト
ランジスタ（Ｔ，。）のコレクタには電源電圧（＋ｙｃ
ｃ）が供給され、トランジスタ（Ｔ，）のコレクタは定
電流源回路（１４）に接続されると共に、トランジスタ
（Ｔ．）のベース及びコンデンサ（ＣＩ）を介して端子
（１８）に接続されている。また、トランジスタ（Ｔ１
。）のベースは端子（１９）が接続される。尚、定電流
源回路（１３）の電流量は、定電流源回路（１４）の電
流量（Ｉ，）の２倍の（２１．）に設定されている。

トランジスタ（Ｔ，）はトランジスタ（Ｔ，）と対とな
り，夫々のコレクタには電源電圧（◆Ｖｃｃ）が印加さ
れる。更にトランジスタ（Ｔ，）のエミッタは、トラン
ジスタ（Ｔａ　）　（Ｔ．　）のベース及び端子（１６
）に接続され、トランジスタ（Ｔ．）のエミッタはトラ
ンジスタ（Ｔ，）のベース及び端子（１７）に接続され
ている。

尚、（ｖ．）（ｖ．）（ｖ＝）（ｖ．）（ｖ．）は、夫
々端子（１５）（１６）（１７）（１８）（１９）での
信号の電圧値に相当する。

上述の如き溝威の可変フィルタ（２０）のトランジスタ
（ｒｅ）（Ｔ＠）及びトランジスタ（Ｔ．）（Ｔ．。）
による差動対について次式が戊り立つ。

以下余白 この式（９　）（１０）が導出される原理を第９図を用
いて説明する。

まず第９図（Ａ）の如き、トランジスタ（Ｔｓ）（Ｔｓ
）による差動対（但し、定電流源回路（１２）に換えて
抵抗（ＲＬ）が押入されている）に着目すると、差動対
の特性より、トランジスタ（Ｔ．）のコレクタ電圧（ｖ
．）は、 ｙｏ：　ｇ　ｍ−Ｒ　ｔ　・（ｖｎ−ｖｔ）　　　　　
−　　（１１）となる。ここでｇｍは相互コンダクタン
スであり、ｑ：ｚ子の電荷（１．　６０２Ｘ１０−　”
　Ｃ）、ｋ：ボルッマン定数（１．３８Ｘ１０−”Ｊ／
Ｋ）、Ｔ：絶対温度とすると、 の関係が戊り立つ。また差動対の微分抵抗（ｒｅ．）と
変形できる。

次に第９図（Ｂ）の様に、第９図（Ａ）の抵抗（Ｒｔ．
）に代えて電流量（ｌ，）の定電流源回路（１２）を押
入し、更にトランジスタ（Ｔ，）のコレクタとアース間
にコンデンサ（Ｃ，）を押入した場合を考えると、定電
流源回路（ｌ２）のインピーダンスは無限大と見做せる
ので、この（Ｂ）について式（１３）を当てはめるが戊
り立つ。

次に第９図（Ｃ）の様に、（Ｂ）のコンデンサ（Ｃ１）
とアース間に出力電圧値が（ｖ，）の交流電源を挿入し
、この時のトランジスタ（Ｔ．〉のコレクタ電圧を（■
。′）とすると、式（ｌ４）より が或り立つ。

次に第９図（Ｄ）に様に、エミッタフ才ロア型のトラン
ジスタ（Ｔ，）までを考慮し、トランジスタ（Ｔ，）の
エミッタ電圧を（ｖ．”）とすると、エミツタフ才ロア
型トランジスタでは■。’＝ｖ。゛が戒９立つので、式
（１５）より が戒り立つ。

（Ｄ）の回路図に対応する部分を、第６図より抜き出す
と第９図（Ｅ）の如くなり、（Ｄ）（Ｅ）を比較すれば
ｖ．”＝　Ｖ＊となるので、式（ｌ６）よりが或り立つ
。この式（１７）を変形すると式（９）が得られる。

また同様に、トランジスタ（Ｔｏ）（ＴＩ。）による差
動対についても上述と同じ導出方法により式（１０）が
得られることになる。但し、トランジスタ（Ｔ，）（Ｔ
＋。）による差動対の微分抵抗は（Ｒｅ，）とする。

式（９　）（１０）において、 ｊＩＩＩ＝ｓとしてＶ，を消去すると、Ｓ２゜４ｒｅ＋
　ｒｅ＊Ｃ＋Ｃ茸Ｖ＋＋Ｓ゜２ｒｅｔＣｔ”／ｔ”Ｖｓ
＝（Ｓ！　４ｒｅ＋ｒｅｔＣ＋Ｃｔ＋Ｓ４ｒｅｓＣｔ＋
１）Ｖ＊　　・”　　　（１８）の式（１８）か得られ
る。

この式（１８）においてＶｌ．ＶいＶ３．Ｖい■．の各
値に後述の如く各条件を与えることにより、第６図の可
変フィルタの特性を変化させることが可能となる。

（条件１） Ｖｌ　＝　Ｖｌ　＝　Ｏ、Ｖ４＝Ｖｌｍ＋　ｙ，：ｖ，
，，式（１８）は Ｓ４ｒｅｌＣｔ　’Ｖ＋　ｍ　＝　（Ｓ１４ｒｅ＋　ｒ
ｅｔｃ１ｃ１”！１２ｒｅｓｃｍ”ｌ）”Ｖａｗｌ Ｖａｗ＋／Ｖ＋ｍ＝　Ｓ・２ｒｅｔｃ＊／（Ｓ”・４ｒ
ｅ＋ｒｅ＊ｃ＋ｃ．＋Ｓ・２ｒｅ．ｃ．＋１） ここで （２４） Ｑ　”　（『ｅ＋Ｃ＋／ｒｅｓｃ＊）”雪＝　（ＩＩＣ
Ｉ／ＩＩＣＩ）””とすると 以下余白 となる。この式（１９）はＢＰＦの伝達関数を示してい
る。

従って、条件１を満足する時、即ち端子（ｌ５）（１９
）を交流接地し、端子（１８）を可変フィルタ（２０）
の入力端子、端子（１６）を出力端子とすることにより
、可変フィルタは可変ＢＰＦとして動作する。

ここでω．はＢＰＦの発振角周波数であり、定電流源回
路（１１）（１３）の電流量（２Ｉ，）（２１．）を変
更することにより変化する。また、Ｑはフィルタの急峻
さを示し、同様に電流量（２Ｉ．）（２ｉ）を変更する
ことで変化する。即ち、電流量（ｌｌ）（ｌｔ＞を制御
することで、可変ＢＰＦの特性を変化させ得ることにな
る。

（条件２） Ｖ　＋　：Ｖ　ｓ　＝　Ｖ　＋　ａ　ｒ　Ｖ　４＝　　
　Ｖ　Ｉ＋＋　＋　Ｖ　ｔ　＝　Ｖ　ａ　＠＋式（１８
）より （＃．、Ｑは前記と同一） となる。この式（２０）はＡＰＦの伝達関数を示してい
る。

従って、条件２を満足する時、即ち端子（１５）（１９
）を共通の出力端子とし、端子（１８）に入力信号の逆
極性の信号を入力し、端子（１６）を出力端子とするこ
とにより、第６図の可変フィルタ（２０）は可変ＡＰＦ
として動作し、その特性は電流量（！一）（■，）に依
存する。

（条件３） Ｖ＋＝Ｖｉ＝Ｖ＋ｓ＋Ｖ４＝（ＬＶ宜＝Ｖ＊ｍ＋式（ｌ
８）より ｖａｓ　＋　／ｖｌ　−　”　（Ｓ”＋ｉ＋，　”　）
／　（Ｓ”　　Ｓ”ｌｌ＠　”　）　　・・・（２１）
Ｑ となる。この式（２１）はバンドエルミネーションフィ
ルタ（ＢＥＦ）の伝達関数を示している。

従って、条件３を満足する時、即ち端子（ｌ５）（１９
）を共通の入力端子とし、端子（１８）を交流接地し、
端子（ｌ６）を出力端子とすることにより可変フィルタ
（２０）は可変ＢＥＦとして動作し、その特性は電流量
（ＩＩ）（＋！）に依存する。

（条件４） ｖ　１＝　Ｖ　１　Ｂ　＊　Ｖ　４　＝　Ｖ　＊　＝　
０、ｖ冨＝ｖ．ｌｌｌ式（１８）より となる。この式（２２）は２次のハイパスフィルタ（Ｈ
ＰＦ）の伝達関数を示している。

従って、条件４を満足する時、即ち端子（１５）を入力
端子とし、端子（１８）（１９）を交流接地し、端子（
１６）を出力端子とすることにより、可変フィルタ（２
０）はＨＰＦとして動作し、その特性は電流量（Ｌ）（
Ｉｔ）に依存する。

（条件５） Ｖ，　：　ｖ．　＝　０、Ｖ　＠　”　Ｖ　１　＠　．
　Ｖ　！　＝　Ｖ　ａ　ｍ　＋式（１８）より ―● ＶＩ　”　ＶＳ　”　Ｖ　ｌ　ｍ　＊　Ｖ４　８　　　
Ｖ　ｌ　ＭＩ　Ｖ　冨”　Ｖ　＠＋＋　＋式（１８）よ
り となる。この式（２３）は２次のローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ）の伝達関数を示している。

従って、条件５を満足する時、即ち端子（ｌ９）を入力
端子とし、端子（１５）（１８）を交流接地し、端子（
１６）を出力端子とすることにより、可変フィルタ（２
０）はＬＰＦとして動作し、その特性は電流量（ＩＩ）
（１！）に依存する。

上述の如く、第６図に示した可変フィルタ（２０）の回
路構或を変えることなく、各条件を付与することにより
、可変ＢＰＦまたは可変ＡＰＦとして動作させることが
でき、しかもそのフィルタの特性は電流量（ＩＩ）（［
１）により制御可能である。

第７図は、第６図の可変フィルタ（２０）の原理を応用
して電流量（ＩＩ）（Ｉｔ）を制御可能とした具体的な
可変フィルタの回路図であり、定電流源回路をトランジ
スタと抵抗によるカレントミラー回路で構戊し、制御信
号の電流値に応じて、電流源回路の電流量が制御される
様に構威される。ここで、この第７図の回路図について
簡単に説明する。

尚、第７図において第６図と同一部分については同一符
号を付して説明を省略する。

定電流源回路（１ｌ）は並列接続のトランジスタ（Ｔｌ
ｌ）（ＴＩ！）と抵抗値が（ｒ）の抵抗（２２）にて構
或され、これらのトランジスタ（Ｔ＋＋）（Ｔ＋＊）と
カレントミラ−回路を構戒するトランジスタ（Ｔ＝　＋
　）のコレクタに端子（５０）に供給される制御電流信
号が注入、される。また定電流源回路（１３）も並列接
続のトランジスタ（Ｔｌｍ）（Ｔｌ４）と抵抗値が（ｒ
）の抵抗（２３）にて構戊され、トランジスタ（Ｔ．）
のコレクタに注入される制御電流信号と同一電流量の電
流が、トランジスタ（Ｔ．）とカレントミラー回路を構
戒するトランジスタ（Ｔ．１）（Ｔ，．）に流れる。

定電流源回路（ｌ２）はトランジスタ（Ｔ１ｇ）（Ｔｌ
ｇ）から威るカレントミラー回路、更にこのトランジス
タ（Ｔ．）に結合されたトランジスタ（Ｔ，？）及び抵
抗値（２ｒ）の抵抗（２４）から戒る定電流源回路にて
置換され、トランジスタ（Ｔ．）のコレクタに注入され
る制御電流信号に応じて電流量が制御される。同様に定
電流源回路（ｌ４）はトランジスタ（ＴＩＭ）（Ｔｌ＊
）から戒るカレントミラー回路，トランジスタ（Ｔ．。

）及び抵抗値（２ｒ）の抵抗（２５）から戊る定電流源
回路にて置換され、トランジスタ（Ｔ＊　．　）のコレ
クタに注入される制御電流信号に応じて電流量が制御さ
れる。尚、任意の電流値■。を有する制御電流信号に対
して定電流源回路（１１）（１２）（１３）（１４）に
流れる電流量、即ち抵抗（２２）（２４）（２３）（２
５）に流れる電流量は、抵抗（２４）の電流量をｉとす
ると、抵抗（２２）（２３）には２ｉ、抵抗（２５〉に
はｉが流れ、カレントミラー回路の動作により、トラン
ジスタ（Ｔ．．）（Ｔｅａ）のコレクタ電流もｉとなる
。従って、Ｉ．＝１，＝１であり、抵抗（Ｒ＊ｓ）の抵
抗値も（２ｒ）であればｉ　ｏ＝　ｉ　＝　１　，：　
Ｉ　＊となる。また抵抗（Ｒｌ）（Ｒ．）（Ｒ３）（Ｒ
４）はゲインを設定するために押入されたものである。

更に、抵抗（Ｒｍ）（Ｒ−）は交流接地されており、実
際に回路を動作させる場合２−ｖＣＣ等の直流バイアス
を付与しなければならない。

第７図の回路において、 として式（９）、 （１０）と同様の演算を行うと、 が或り立ち、Ｖｓを消去すると Ｓ”　・４ｒｅ＋　ｒｅｔｃ＋ｃ１ｖ＋＋Ｓ４ｒｅｔＣ
ｔＬ−ｖ４＋Ｌ−ｖｓ＝（Ｓ”・４ｒｅ＋ｒｅｓＣ＋Ｃ
１＋Ｓ・２ｒｅｓＣＪ＋Ｌ）ｖ＊　＋＋＋どなる。この
式（１８’）に条件１を適用し、＠ｅ’：　（Ｌ／４ｒ
ｅ＋ｒｅｔＣ＋Ｃ＊）”’（１８’） とすると、 となり、ＢＰＦの伝達関数となる。

また、式（１８’）に条件２を適用すると、となり、Ａ
ＰＦの伝達関数となる。尚、第８図は可変フィルタ（２
０）を２個のオペアンプ（４１）（４２）にて表現した
図である。以上の如き構戒を有する可変フィルタ（２０
）を用いて作威される電圧制御発振器（ＶＣＯ）につい
て次に説明する。可変フィルタ（２０）に条件（１）を
適用して、即ち端子（１５）（１９）を交流接地し、端
子（１８）を入力端子としてアンプ（５）出力を供給し
、端子（１６）を出力端子としてアンプ（５）の入力端
に結合し、端子（５０）に供給される制御信号としてＬ
ＰＦ（８）からの電流（１．）と後述のＶ　Ｃ　Ａ（２
　）からの電流（Δｉ）とを加算した加算電流（Ｉｓ◆
Δｉ）を供給することにより、可変ＢＰＦ（４）として
動作し、このＢＰＦの入出力間にアンプ（５）を挿入す
ることにより、ＶＣＯ（３）として動作し、Ｆ　＝Ｆ　
ａ＋ΔｆのＦＭ信号が出力される。

尚、前述の可変フィルタ（２０）は電圧ではなく、電流
を制御信号としてその共振周波数が変化するのであるか
ら、ｖＣＯではなく電流制御型発振回路と表現するのが
、実際に則しているのであるが、習慣としてｖＣＯと表
現する。これは、電子機器間の信号のやり取りが電圧で
行なわれるのが一般的であることによる。

また、可変フィルタ（２０）に条件２を適用して、即ち
端子（１５）（１９）に入力端子としてクロック（ＣＫ
）を供給し、端子（１８）にクロック（ＣＫ）の逆極性
の信号を供給し、端子（１６）を出力端子として位相比
較器（７）の入力端に結合し、端子（５０）に制御信号
として電流（１。）を供給することにより、可変ＡＰＦ
（６）として動作する。

式（２４）より可変ＢＰＦとして第６図のフィルタが機
能する場合の発振角周波数ω。は ―。＝−９−（！山／ＣＩＣｔ）”” ２ＫＴ であり、Ｃ＋＝Ｃｓ＝Ｃ．Ｌ＝Ｉｓ＝　１になる様に回
路設計すると、可変ＢＰＦの発振周波数（Ｆ）はＦ　＝
　２ｘｍ，＝　２ｒ−（ｑ／２ＫＴ）・（１／Ｃ）＝　
（ｚｑ／ｋＴｌ（１／Ｃ）・・・　（２５） となり、制御電流（Ｉ）、コンデンサの容量（Ｃ）、絶
対温度（Ｔ）で決まる。

式（２５）を中心周波数（Ｆ．）と周波数偏移量（Δｆ
）に分けると、 Ｆ＝Ｆ．＋Δｆ＝２１・（ｑ／２ｋＴ）・（Ｉｏ＋Δｉ
）／Ｃ＝　（ｒｑ／ｋＴ）（１。／Ｃ）◆（ｒｑ／ｋＴ
）（Δｉ／Ｃ）　　・・・　（２６）となる。ここで、
■．は可変ＡＰＦ（６）を用いた自動補正回路であるＦ
０調整回路（１〉から供給され、前述の如く可変ＡＰＦ
（６）と可変ＢＰＦ（４）は同じ回路形態で同一モノリ
シックＩＣ内に構戒されているので、可変ＢＰＦ（４）
の共振点も可変ＡＰＦ（６）と同様に夕ロック（ＣＫ）
に比例し、外部からのクロック（ＣＫ）の周波数が一定
値に維持されている状態では、中心周波数（Ｆ．）は一
定値となる。尚、式（２６）より Ｆ　，　＝　（ｒｑ／ｋＴ）・（■。／Ｃ）が或り立つ
ので１　．＝　Ｆ．ｋＴＣ＃ｑ　　　　　　　　　　　
・・・　（３８）となる。

次にＶＣＡ（２）の具体的な回路構戊を第５図に示す。

尚、第２図の回路ブロック図の各ｔｌＩ戊要件は全て同
一モノリシックＩＣ内に構戒されているノテ、ＶＣＡ（
２）も可変Ｂ　Ｐ　Ｆ（４　）、可変ＡＰＦ（６）と同
一モノリシックＩＣ内に構戊されている。

ＶＣＡ（２）はＮＰＮ形の一対のトランジスタ（Ｑ．）
（Ｑ．）から戊る外側の差動対（４０）と、これに直列
に結合された一対のトランジスタ（Ｑ，）（Ｑ．）から
戊る内側の差動対（４ｌ）を中心に構戒される。トラン
ジスタ（Ｑ，）（Ｑ．）のコレクタは、夫々、トランジ
スタ（Ｑ，　）（Ｑ．　）のベースに結合されると共に
、ダイオート接続されたＮＰＮ形のトランジスタ（Ｑ．
ＸＱ．）のエミッタに結合される。尚、トランジスタ（
Ｑ．）（Ｑ．）のコレクタと電源電圧（◆Ｖｃｃ）ＡＩ
路間にはトランジスタ（Ｑ，）が挿入されている。

一方、トランジスタ（Ｑ，）（Ｑ．）のエミッタは、抵
抗（Ｒ８）の両端に結合されると共に、トランジスタ（
Ｑ，。）（Ｑ．，）のコレクタに結合される。

トランジスタ（Ｑ．．）（Ｑ，，）は、夫々抵抗（３０
）（３１）と共に定電流源回路を構或するエミッタフ才
ロア型トランジスタであり、各ベースは後述のバイアス
回路（４２）を１＊戊するトランジスタ（Ｑ．．）のペ
ースに結合されて、カレントミラー回路を構戒すること
になる。

トランジスタ（Ｑ，　）（Ｑ．　）のベースは、抵抗（
３２）（３３）を介して直流電源（３５）にて所定電圧
にバイアスされた線路（３６）に結合され、特にトラン
ジスタ？Ｑ１）のベースは、直流カット用のコンデンサ
（３７）を介して、変調信号（Δ■）入力用の入力端子
（３４）にも結合される。

トランジスタ（Ｑ．　）（Ｑ．　）のエミッタは共に、
トランジスタ（Ｑ．．）とカレントミラー回路を構戊す
るトランジスタ（Ｑ，．）のコレクタに結合されている
。尚、トランジスタ（Ｑ，．）のコレクタは、Ｆ．；ｌ
！１整回路（１）の出力電流（Ｉ０〉が供給される入力
端子（３８）と結合される。一方、トランジスタ（Ｑ．
）（Ｑ．）のコレクタは夫々、トランジスタ（Ｑ，．）
（Ｑ．，）のコレクタ及びペースに結合されている。

トランジスタ（Ｑ，．）はトランジスタ（Ｑ．．）と、
またトランジスタ（Ｑ，　，　）はトランジスタ（Ｑ目
）とカレントミラー回路を構戊しており、トランジスタ
（Ｑ目）のコレクタはトランジスタ（Ｑ■）とカレント
ミラー回路をＷｌ戊するトランジスタ（Ｑ．．）のコレ
クタ及びベースと結合され、トランジスタ（Ｑ．．）の
コレクタはトランジスタ（Ｑ．．）のコレクタ及び出力
端子（３９）に結合されている。

バイアス回路（４２）は、ベースに固定の基準電圧？Ｖ
ｒ）が印加されたエミッタが抵抗（４３）を介して電源
線路に、またコレクタがアース接続されたＰＮＰ形トラ
ンジスタ（Ｑ，）と、このトランジスタ（Ｑ，）のエミ
ッタがベースに結合されたＮＰＮ形トランジスタ（Ｑ．
）と、このトランジスタ（Ｑ．）のコレクタがコレクタ
及びベースに結合されたトランジスタ（Ｑ■）と、この
トランジスタ（Ｑ．　．　）とカレントミラ一回路を構
戊する様にベース同士が結合されたトランジスタ（Ｑ．
．）と、このトランジスタ（Ｑ．．−）のコレクタがコ
レクタ及びベースに結合されたトランジスタ（Ｑ．）よ
り構戊されている。尚、トランジスタ（Ｑ，）のエミッ
タとアース間には抵抗（ＲＡ）が挿入されており、また
トランジスタ（Ｑ，．）のベースは前述の如くトランジ
スタ（Ｑ．．）（Ｑ．．）のべ一スと結合されており、
カレントミラー回路を構威している。

次に前述の如き構戒を有するＶＣＡ（２）の動作につい
て説明する。先ず、バイアス回路（４２）では、トラン
ジスタ（Ｑ，）はＰＮＰ形、トランジスタ（Ｑ．）はＮ
ＰＮ形で、且つ両トランジスタは同一七ノリシックＩＣ
内に構戒されているので、トランジスタ（Ｑ，）のベー
ス・エミッタ間電圧がＶＢＥであると、トランジスタ（
Ｑ．）のベース・エミッタ間電圧は−ＶｌｌＫと、絶対
値が等しく極性が異なり、両ベース・エミッタ間電圧の
打ち消しにより、トランジスタ（Ｑ．）のエミッタ電圧
は基準電圧（Ｖｒ）となり、抵抗（ＲＡ）に流れる電流
（■。゜）はＩ６゜　＝Ｖｒ／ＲＡ　　　　　・・・　
（３５）となる。電流（■。゛）はトランジスタ（Ｑ．
）のコレクタ電流に等しく、トランジスタ（Ｑ．，）（
Ｑ．．）のカレントミラー効果により、トランジスタ（
Ｑ．）のコレクタ電流も電流（Ｉ．’）となり、更にト
ランジスタ（Ｑ，●）（Ｑ，．）（Ｑ，．）のカレント
ミラー効果によりトランジスタ（Ｑ，．）（Ｑ，，）の
コレクタ電流も■．となる。

一方、Ｆ．調整回路（１）の出力電流（■。）が、入力
端子（３８）に供給されると、トランジスタ（Ｑ．．）
（Ｑ＋ｓ）のカレントミラー効果によりトランジスタ（
Ｑ．）のコレクタ電流も■。となる。この状態で差動対
（４０）（４１）が動作した時の各差動対の利得につい
て次に考える。

一般に差動対の利得は、差動対を購戒するトランジスタ
のコレクタ抵抗（負荷〉をエミッタ抵抗（負荷）により
除算（コレクタ抵抗／エミッタ抵抗）したものである。

そこで差動対（４０）に注目すると、入力電圧は変調信
号（ΔＶ）、出力電圧はトランジスタ（Ｑ，）（Ｑ．）
のコレクタ電圧（各コレクタ電圧は逆極性）であり、差
動対（４０）の微分抵抗をｒｅ３とすると、エミッタ負
荷は（２ｒｅ３”Ｒｉ）となる。またトランジスタ（Ｑ
．）（Ｑ．）のエミッタ電流も■。゛に等しいので、ト
ランジスタ（Ｑ．）（Ｑ．）の微分抵抗もｒｅ．に等し
く、且つこのトランジスタ（Ｑ．　）（Ｑ．　）の微分
抵抗が差動対（４０）のコレクタ負荷となるので、前記
入出力電圧に対する差動対（４０）の電圧利得（Ａ，）
は Ａ＋　＝　ｒｅｓ／　（２ｒｅｓ　＋　ＲＥ）　　　　
　”・（２７）となる。但し ｒｅｓ＝　（１／　Ｉ−’）　・（ｋＴ／　ｑ）　　　
　・・・（３３）（ｋ：ボルツマン定数、ｑ：電子の電
荷、Ｔ：絶対温度） ここで、微分抵抗（ｒｅ．）は抵抗（Ｒ！）に比べ著し
く小さい、即ちｒｅ．（Ｒ．の関係にあるので、式（２
７）は Ａ　，＝　ｒｅｓ／Ｒ＝　　　　　　　　−（２Ｂ）と
変換される。

次に差動対（４１）に注目すると、入力電圧は差動対（
４１）の出力電圧であるトランジスタ（Ｑ，）（Ｑ．）
のコレクタ電圧に等しく、出力電圧は出力端子（３９）
と線路（３６）間に生じる電圧となり、第５図の点線の
如く、仮に出力端子（３９）と線路（３６）間に負荷抵
抗（Ｒｆ）が挿入されていると仮定すると、この負荷抵
抗（Ｒｆ　）の両端間に生じる電圧に等しい。この差動
対（４ｌ）の微分抵抗をｒｅ４とすると、エミッタ負荷
は２ｒｅ，となる。

一方、トランジスタ（Ｑ．）（Ｑ．）はプッシュブルと
して機能し、即ちトランジスタ（Ｑ．）のコレクタ電流
はトランジスタ（Ｑ，．）（Ｑ．．）のカレントミラー
効果によりトランジスタ（Ｑ．．）のコレクタ電流とな
り、更にトランジスタ（Ｑ．．）（Ｑ．。）のカレント
ミラー効果により、トランジスタ（Ｑ，。）のコレクタ
電流とな９、またトランジスタ（Ｑ，）のコレクタ電流
はトランジスタ（Ｑ，，）（Ｑ，．）のカレントミラー
効果によりトランジスタ（Ｑ．．）のコレクタ電流とな
り、トランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流が増加すると
トランジスタ（Ｑ，）のコレクタ電流が減少し、トラン
ジスタ（Ｑ，．）のコレクタ電流はトランジスタ（Ｑ．
）のコレクタ電流より多くなり、この多い分だけの電流
量が出力電流（Δｉ）として出力される。

逆にトランジスタ（Ｑ，）のコレクタ電流が増加すると
、トランジスタ（Ｑ４）のコレクタ電流が減少し、トラ
ンジスタ（Ｑ．．）のコレクタ電流はトランジスタ（Ｑ
．）のコレクタ電流より少なくなり、この不足分の補う
電流量が端子（３９）より逆に流れ込むことになる。従
って、トランジスタ（Ｑ．）（Ｑ．）のコレクタ負荷と
しては同時に負荷抵抗（Ｒｆ）が寄与して、差動対（４
１）のコレクタ負荷は２Ｒｆとなる。

そこで差動対（４１）の電圧利得（Ａ，）は、Ａ　ｓ　
＝　２Ｒｆ／　２ｒｅａ　＝　Ｒｆ／　ｒｅ４＋＋＋　
　（２９）となる。但し、 ｒｅ＜＝　（１／　Ｉｏ）　・（ｋＴ／　ｑ）　　　　
・・・（３０）式（２９）まり差動対（４１）の電圧一
電流（Ｖ−Ｉ）変換についての利得（Ａ，）は、出力電
圧＝Ｒｆ・△ｉであるから Ａ　＊　＝　Ａｔ／　Ｒｆ　＝　（Ｒｆ／　ｒｅ−　）
／　Ｒｆ＝　１／　ｒｅｖ”　（３１）となる。

ところで、本実施例のＶＣＡ（２）は、実際には電流制
御利得のＶ−１変換器であるので、このＶ−■の利得（
Ａ）は、電圧利得（Ａ１）とＶ−Ｉの利得（Ａ，）の積
となる。従って、 Ａ＝Δｉ／Δｖ＝　Ａ＋　’　Ａｓ＝　（　ｒｅｎ／　
Ｒｔ）・（ｔ／ｒｅ＜）・・・　（３２） となる。更に式（３２）に式（３３）（３０）を代入す
るとＡ　＝　（１／Ｉ．’）・（ｋＴ／ｑ）／［Ｒ１（
１／Ｉｏ）・（ｋＴ／ｑ）１＝　　ｌ．／（１．’・Ｒ
ｉ）　　　　　　　　　・・・　（３４）が導出される
。更に式（３４）に式（３５）を代入するとΔｉ／Δｖ
＝　Ｉ。／　（（Ｖｒ／ＲＡ）　・ＲＥ　１Δｉ＝Δｖ
−Ｌ／　ｌＶｒ・（Ｒｇ／ＲＡ）ｌ　　−（３６）が導
出される。

モノリシックＩＣでは、抵抗の比精度が極めて良いので
、Ｒｘ／ＲＡは一定値となり、基準電圧（Ｖｒ）も一定
電圧なので、１／（Ｖｒ｛Ｒｉ／ＲＡ）ｌ＝ｍ　（但し
、ｍは一定値｝とおける。従って、式（３６）はΔｉ＝
ｍ−１ｏ・Δｖ・・・（３７） 式（２６）より Δｆ　−　（ｒｑ／ｋＴ）（Δｉ／Ｃ）　　　　　　−
　　（３９）が戊り立つので、次に式（３８）（３７）
を式（３９）に代入すると、 Δｆ　＝　（ｒｑ／ｋＴｌ（ｍｌ，・Δｖ　／Ｃ）＝　
ｍ−Ｆ．　・ΔＶ　　　　　　　　　・（４０）が導出
される、 この式（４０）は式（８）と同一となり、従って、第５
図の如（ＶＣＡ（２）を構戊し、ｍを目的値に一致する
様に設定しておけば、ＶＣＯの発振器のコンデンサ等の
ばらつき、温度ドリフトに依然しない周波数偏移量（Δ
ｆ）を有するＦＭ信号が出力されることになる。

換言すると、式（２５）の様に電圧制御発振器の発振周
波数に温度依存性がある場合は、式（２６）の様に中心
周波数（Ｆ０）も周波数偏移量（Δｆ）も温度に依存す
るが、本実施例ではこの温度依存性を考慮した調整を電
圧制御発振器の入力に施す必要がなくなる。また、第４
図（７）ＶＣＯ（３）とＶＣＡ（２）の組み合わせをｌ
種のｖＣＯと見做し、ＰＬＬ回路として使用すれば、式
（８）で復調感度が定まるＦＭＩ調器となる。特にｇ　
ａｍ　Ｖ　Ｔ　Ｒ等の音声記録には、記録時にＦＭ変調
器を、再生時にはＦＭ復調器が必要となるので、無調整
なＦＭ変復調システムを構戒することが可能となる。

（ト）発明の効果 上述の如く本発明によれば、特性のバラッキや温度ドリ
フトを有する電圧制御発振器をＦＭ変調器として用いる
に際して、周波数偏移量を決定するために発振器に供給
される変調信号に対して特性のバラッキや温度ドリフト
を補償する調整を施す必要がなく有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図、第３図乃至第９図は本発明の一実施例に係り、
第１図は概略ｔｌｌ！戊図、第３図はＦＭ変調器の入力
電圧と発振周波数との関係を示す図、第４図は回路ブロ
ック図、第５図は要部回路図、第６図は可変フィルタの
原理図、第７図は可変フィルタの回路図、第８図はオペ
アンプを用いて表現した回路図、第９図は可変フィルタ
の動作原理を説明する説明図である。また、第２図は従
来例の説明図である。 （３）・・・電圧制御発振器（ＶＣＯ）　、（２）・・
・電圧制御増幅器（ＶＣＡ）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）電圧制御発振器の制御入力の直流分で中心周波数
   を決定し、交流分を変調信号として周波数偏移量を決定
   するＦＭ変調器において、前記中心周波数を決定する直
   流分を制御入力とする電圧制御増幅器にて前記周波数偏
   移量を決定する交流分の振幅を制御することを特徴とす
   る周波数偏移量無調整ＦＭ変調器。