JPH021622A - 位相同期ループの電流出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、例えば音声多重信号処理回路に用いられる
位相同期ループの電流出力回路に関する。

（従来の技術） 従来、第３図に示すような位相同期ループがある。電圧
制御発振器１１の出力は位相比較器１２において基準周
波数信号と位相比較される。

位相比較器１２で得られた位相誤差出力は、ループフィ
ルタ１３で平滑され、電流出力回路１４を介して電圧制
御発振器１１の発振周波数制御端子に帰還される。

電流出力口Ｆ＃１１４は、トランジスタＱ２１、Ｑ２２
からなる差動増幅器を有し、トランジスタＱ２２のベー
スに位相誤差出力が供給される。トランジスタＱ２１の
ベースには基゛準電圧ｖｒｅｒが与えられている。

トランジスタＱ２１、Ｑ２２の共通エミツタは抵抗を介
して接地電位に接続され、トランジスタＱ２２のコレク
タ出力は、トランジスタＱ２３、Ｑ２４で構成されるカ
レントミラー回路に供給される。トランジスタＱ２４の
コレクタ出力は、トランジスタＱ２５、Ｑ２６で構成さ
れるカレントミラー回路に供給される。一方、トランジ
スタＱ２１のコレクタ出力はトランジスタＱ２７、Ｑ２
８からなるカレントミラー回路に供給される。そしてト
ランジスタＱ２６とＱ２８のコレクタ出力が共通にトラ
ンジスタＱ２２のベースに帰還接続されている。

更に、トランジスタＱ２３とカレントミラー関係にある
トランジスタＱ２９が設けられる。またトランジスタＱ
２７とカレントミラー関係にあるトランジスタＱ３２が
設けられ、このトランジスタＱ３２のコレクタ出力は、
トランジスタＱ３０とともにカレントミラー回路を構成
したトランジスタＱ３１のコレクタ及びベースに供給さ
れる。そして、トランジスタＱ３１のコレクタが、先の
トランジスタＱ２９のコレクタに接続され、この部分の
出力が電圧制御発振器１１の制御端子に供給される。な
おトランジスタＱ３３、Ｑ３４は別の！流出力を収出す
ためのものである。

上記の電流出力回路１４において、今、基準周波数信号
と電圧制御ＸＪ発振器１１の出力との周波数か所定の関
係にあり、ループが安定しているものとすると、トラン
ジスタＱ２１、Ｑ２２による差動回路はバランスしてお
り、各トランジスタＱ２２のベース電圧は基準電圧Ｖｒ
ｅｆと同じ値である。このときは、トランジスタＱ２８
とＱ２６のコレクタ電流がほぼ等しく、図示Ａ点の電位
が変化しない、従って、トランジスタＱ２９、Ｑ３０の
コレクタ電流も等しく、出力電流Ｉｏｕｔに変化がない
。

ここで、基準周波数信号の周波数が変動して、位相比較
器１２の出力が変化すると、トランジスタＱ２２のベー
ス電位が変化し、これによる電流が、トランジスタＱ２
３、Ｑ２４、Ｑ２５を介してトランジスタＱ２６に帰還
される。そして、トランジスタＱ２６のコレクタ電流が
増加又は減少してトランジスタＱ２２のベース電位を一
定に維持するように動作する。

一方、トランジスタＱ２Ｇのコレクタｔｉの変化と同様
な電流変化がトランジスタＱ２９のコレクタにおいても
生じる。この変化に対して、トランジスタＱ３Ｇのコレ
クタ電流は一定に維持されるから、結局、トランジスタ
Ｑ２９のコレクタに生じた電流変化は、出力電流１ｏｕ
ｔを生じて電圧制御発振器１１の制御端子に帰還される
。よって・、電圧制御発振器１１の発振周波数は、基準
周波数と一定の関係（例えは同一）を維持するように制
御される。

ここで、調整電流源１５は、回路の平衡状態における電
圧制御発振器１１の発振周波数（フリーラン発振周波数
）を調整するためのものである。

調整電流源１５を独立して１設けているのは、出力電流
に重畳して得るようにすると本来の変動成分の影響を受
けてａＩ５整電流電流流分）までも変動を受けることが
あるからである。

なお調整を流が必要な理由は、電圧制御発振器自体のフ
リーラン周波数のずれや回路自体の特性を調整するため
である。また、基準周波数信号としてＦＭ信号を用い、
位相検波出力をＦＭ復調出力とする復調回路として、こ
の位相同期ループ回路を用いる場合、ＦＭキャリアの周
波数に電圧制御１発振器の発振周波数を調整して合せて
おく必要があるからである。

（発明が解決しようとする課題） 上記従来の位相同期ループにおいて、特に出力を流口路
１４は、差動増幅器と複数のカレントミラー回路を組合
わせて構成しているために、回路構成が複雑である。ま
た、基準電圧Ｖｒａｆを得るための回路（図示せず）も
必要であり、回路構成を複雑にしている。

そこでこの発明は、構成を簡単することができる位相同
期ループの電流出力回路を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は、調整電流が供給され、この電流メ：比例し
た値の２出力電流を得る第１のカレントミラー回路と、
この第１のカレントミラー回路の構成素子とは逆極性の
素子で構成され、該第１のカレントミラー回路の一方の
出力電流が供給され、この電流に比例した値の１つの出
力電流を得る第２のカレントミラー回路と、この第２の
カレントミラー回路と同じ極性の素子で構成され、該第
１のカレントミラー回路の他方の出力電流か供給され、
この電流に比例した値の２つの出力電流を得る第３のカ
レントミラー回路と、この第３のカレントミラー回路の
一方の出力電流が供給され、前記第１のカレントミラー
回路と同じ極性の素子で構成されその出力ノードに前記
第２のカレントミラー回路の出力ノードが接続された第
４のカレントミラー回路とを具備し、前記第３のカレン
トミラーの他方の出力を流を電圧制御発振器の発振周波
数制御用とし、この電圧制御発振器の発振出力と外部信
号との位相比較結果による帰還信号を前記第３のカレン
トミラー回路の前記他方の出力電流を得る出力素子の制
御ノードに供給する構成とするものである。

（作用） 上記の手段により、調整電流により電圧制御発振器のフ
リーラン周波数を設定する出力電流は、第２と第４のカ
レントミラー回路により安定して維持され、位相比較器
から第３のカレントミラー回路に位相誤差出力に対応し
た変化成分のみが、電圧制御発振器の制御信号として得
られる。また、差動増幅器を用いないので回路構成が簡
素となり。

基準電圧回路も不要である。

（実施例） 以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図はこの発明の一実施例である。調整電流源２１か
らの調整電流は、トランジスタＱ６、Ｑ７で構成される
第１のカレントミラー回路（、ＵＲＩに供給される。ト
ランジスタＱ６のコレクタ及びベースはトランジスタＱ
７のベースに接続され、両トランジスタＱ６とＱ７のエ
ミッタは電源ラインに接続されている。またトランジス
タＱ６とトランジスタＱ８もカレントミラー関係にある
。よって第１のカレントミラー回路ＣＵＲＩは２つの出
力を得ることができる。

第１のカレントミラー回路ＣＵＲＩの一方の出力は、ト
ランジスタＱ６〜Ｑ８とは極性が異なるトランジスタＱ
１　、Ｑ２で構成される第２のカレントミラー回路ＣＵ
Ｒ２に供給される。　ｌ−ランジスタＱ１　、Ｑ２のエ
ミッタは接地電位端に接続され、ベース間には抵抗Ｒ１
、Ｒ２が直列に接続され、この抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点
とトランジスタＱ１のコレクタがトランジスタＱ７のコ
レクタ（第１のカレントミラー回路ＣＵＲＬの一方の出
力ノード）に接続されている０次に、第１のカレントミ
ラー回路ＣＵＲ１の他方の出力は、トランジスタＱ１と
Ｑ２と同じ極性のトランジスタＱ３　。

Ｑ４　、Ｑ５で構成される第３のカレントミラー回路Ｃ
ＵＲ３に供給される。トランジスタＱ３　。

Ｑ４　、Ｑ５のエミッタは接地電位端に接続される。

トランジスタＱ３とＱ４のベース間には抵抗Ｒ３、Ｒ４
が接続され、抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点及びトランジスタ
Ｑ３のコレクタがトランジスタＱ８のコレクタ（第１の
カレントミラー回路ＣＵＲＩの他方の出力ノード）に接
続されている。

第３のカレントミラー回路ＣＵＲＢも２つの出力を得る
もので、トランジスタＱ４のコレクタ（−′方の出力ノ
ード）は電圧制御発振器２２の制御端子に接続され、ト
ランジスタＱ５のコレクタ＜（Ｉ！！方の出力ノード）
は、第４のカレントミラー回路ＣＵＲ４を構成している
トランジスタＱ９のコレクタ及びトランジスタＱ９、Ｑ
１０のベースに接続される。

そして第４のカレントミラー回路ＣＵＲ４の出力ノード
（トランジスタＱＩＯのコレクタ）は、第２のカレント
ミラー回路ＣＵＲ２の出力ノード（トランジスタＱ２の
コレクタ）に接続されている。

電圧制御発振器２２の発振出力は、比較器２３において
基準周波数信号と位相比較され、その誤差出力はループ
フィルタ２４で平滑されて、先のトランジスタＱ４のベ
ースに供給される。

上記の回路は、を流増幅皐βが十分大きい場合、トラン
ジスタＱ２のコレクタ電流Ｉ　ｃＱ２は、Ｉ　ｃＱ２　
＝　Ｉ　ａｄｊ となる、Ｉａｄｊは調整電流である。今、Ｉ　ａｄｊが
調整され、電圧制御発振器２２のフリーラン周波数Ｆ　
ｖｃｏｌが基準周波数Ｆｔｎｏと等しいときはＩｃＱ４
　＝ＩｃＱ５　＝Ｉａｄｊ となる。　ＩｃＱ４　、ＩｃＱ５はそれぞれトランジス
タＱ４とＱ５のコレクタ電流。

次に、基準周波数ＦｉｎＯがΔｆ変化するとＩｃＱ４　
＝ＩｃＱ５　＝Ｉａｄｊ　＋ＩΔｆとなる。但しΔｆは
、電圧制御発振器の発振周波数をＦｉｎＯからΔｆ変化
させるのに要する電流。

電流Ｉ　ｃＱ５とＩ　ｃＱ２の差をとると、ＩｃＱ５−
ＩＣＱ２　＝ＩΔｆとなり、フリーラン周波数の調整電
流Ｉ　ａｄｊに重畳されない電流をトランジスタＱ４の
コレクタ電流の変化として得ることができる。つまり、
調！１電流Ｉ　ａｄｊを独立して調整することができ、
この電流が■Δｆの電流に影響を受けることはない。

更に、第２と第３のカレントミラー回路ＣＵＲ２とＣＵ
Ｒ３には、抵抗Ｒ１〜Ｒ４が設けられている。特に抵抗
Ｒ３を設けたことにより、第３のカレントミラー回路Ｃ
ＵＲＢ側を位相比較器２３から見たインピーダンスが小
さくなることはなく、また電流利得も大きい。

第２図はこの発明の他の実施例である。先の実施例と異
なる部分は、第２のカレントミラー回路ＣＵＲ２にトラ
ンジスタＱ１１が追加されていることである。他の部分
は、先の実施例と同じであるから、第１図と同じ符号を
付している。この回路は、第２と第３のカレントミラー
回路ＣＵＲ２、ＣＵＲ３におけるトランジスタ数を同一
にしてペース電流の環境を同じにて電流増幅率βの大小
に関係なくトランジスタＱ２とＱ５の直流成分が等しく
なるようにしている。

Ｃ発明の効果ｊ 以上説明したようにこの発明によれば、簡単な構成で、
安定した出力電流を得ることができ、また電流利得が大
きく位相同期ループのロックレンジを広くすることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図はこ
の発明の他の実施例を示す回路図、第３図は従来の電流
出力回路を示す回路図である。 ２１・・・調１１電流源、２２・・・電圧制御発振器、
２３・・・位相比較器、２４・・・ループフィルタ、Ｃ
ＵＲ１〜ＣＵＲ４・・・カレントミラー回路、Ｑ１〜Ｑ
ｌｌ・・・トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ４・・・抵抗。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第３図 １゜ 事件の表示 特願昭６３−８６６ １９号 ２゜ 発明の名称 位相同期ループの電流出力回路 ３゜ 補正をする者 事件との関係

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 調整電流が供給され、この電流に比例した値の２出力電
   流を得る第１のカレントミラー回路と、この第１のカレ
   ントミラー回路の構成素子とは逆極性の素子で構成され
   、該第１のカレントミラー回路の一方の出力電流が供給
   され、この電流に比例した値の１つの出力電流を得る第
   ２のカレントミラー回路と、この第２のカレントミラー
   回路と同じ極性の素子で構成され、該第１のカレントミ
   ラー回路の他方の出力電流が供給され、この電流に比例
   した値の２つの出力電流を得る第３のカレントミラー回
   路と、この第３のカレントミラー回路の一方の出力電流
   が供給され、前記第１のカレントミラー回路と同じ極性
   の素子で構成されその出力ノードに前記第２のカレント
   ミラー回路の出力ノードが接続された第４のカレントミ
   ラー回路とを具備し、前記第３のカレントミラーの他方
   の出力電流を電圧制御発振器の発振周波数制御用とし、
   この電圧制御発振器の発振出力と外部信号との位相比較
   結果による帰還信号を前記第３のカレントミラー回路の
   前記他方の出力電流を得る出力素子の制御ノードに供給
   する構成としてなる位相同期ループの電流出力回路。