JPH0352576A - 速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、モータ等速度制御装置に関するものである。

従来の技術 モータの回転速度を速度検出器により検出して、その検
出信号によってモータへの供給電力を制御する速度制御
装置は、ビデオテープレコーダのキャプスタンモータや
シリンダモータ等に広く利用されている（たとえば、本
出願人が提案した特願昭５６−１４２７２４号を参照）
。このような速度制御装置において、回転センサの出力
に検出誤差が含まれていると、その検出誤差によってモ
ータの回転速度に変動が生じる。以下、これについて図
面を参照して説明する。

従来のモータの速度制御装置の構成を第７図に示す。直
流モータ１に直結された回転センタ２はモータ１の回転
に伴って交流信号を発生する．速度検出器３は回転セン
サ２の交流信号の周期に応じた直流的な電圧を作り出し
、比例補償器９に入力している。比例補償器９により所
定倍の増幅をされた信号は駆動器８に入力される。駆動
器８は入力信号を電力増幅してモータの供給電力とし、
モータｌの発生トルクを増減して負荷１ｏの回転速度を
制御する。

発明が解決しようとする課題 第８図に回転センサ２の一例を示す。第８図において、
モータの回転軸に直結された円板ｌ１の外周部には永久
磁石材１２が．取り付けられ、永久磁石材ｌ２の外周に
多極のＮ，Ｓ極が等ピッチ間隔に交互に着磁されている
。永久磁石材１２の外周に対向して感磁素子１３（たと
えば、ホール素子や磁気抵抗素子）が配置されている。

モータの回転に伴う本久磁石材ｌ２の回転によって、感
磁素子１３はその回転速度に応じた周期の交流信号を発
生する。このような回転センサにおいて、永久磁石材ｌ
２のＮ，Ｓ極の等価的な中心Ｏ′がモータの回転中心Ｏ
に対して取り付け偏心を生じている場合には、モータが
所定の回転速度にて一定の回転を行なっている場合でも
、感磁素子ｌ３の交流信号の周期は所定の値から長くな
ったり短くなったり変動する。これが回転センサの検出
誤差である。

第７図の回転センサ２に検出誤差が含まれている場合に
は、たとえモータｌが一定の回転速度にて回転していて
も回転センサ２の交流信号の周期が変動し、速度検出器
３の速度検出信号も変動する。速度検出器３の出力の変
動によって比例補償器９の出力が変動し、駆動器８によ
るモータ１への供給電力も変動する。その結果、モータ
ｌの実際の回転速度が変動してしまう。すなわち、回転
センサ２の検出誤差によってモータｌの回転速度変動が
生じる。

特に、第８図に示したような簡単な構造の回転センサを
使用する場合には、取り付け偏心を小さくすることが製
造上難しく、検出誤差による大きな回転速度変動が生じ
ていた。

本発明は、簡単な構威により検出誤差の影響を受けない
ようにすると共に、負荷変動の影響による速度変動も小
さくした速度制御装置を提供することを目的としたもの
である。

課題を解決するための手段 上記目的を達戒するために、本発明の速度制御装置は、
モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じる回転
センサと、前記回転センサの交流信号により前記モータ
の１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数）の検
出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の検出信
号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前記補償
手段の制御信号に応じて前記モータを駆動する駆動手段
とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段の新し
い検出信号のサンプリング動作に同期して新しい誤差値
を得る誤差算出手段と、前記誤差値とｌサンプリング時
間前の累積値を加算合成することにより新しい累積値を
得、前記新しい累積値と１サンプリング時間前の累積値
の一Ｋ，倍（ここに、０＜Ｋ１　＜１）した値とを加算
合戊することにより累積フィルタ出力値を得る累積フィ
ルタ手段と、前記累積フィルタ出力値とＰサンプリング
時間前の時系列信号値のＫ２倍（ここに、０〈Ｋ．＜ｌ
）した値とを加算合成することにより新しい時系列信号
値を得、前記新しい時系列信号値と前記Ｐサンプリング
時間前の時系列信号値の１倍した値とを加算合成するこ
とにより前記制御信号を作り出す時系列フィルタ手段と
を有することによって、上記の課題を解決したものであ
る。

また、上記目的を達威するために、本発明の速度制御装
置は、モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じ
る回転センサと、前記回転センサの交流信号により前記
モータの１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数
）の検出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の
検出信号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前
記補償手段の制御信号に応して前記モータを駆動する駆
動手段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段
の新しい検出信号のサンプリング動作に同期して新しい
誤差値を得る誤差算出手段と、前記誤差値とＰサンプリ
ング時間前の時系列信号値のＫ２倍（ここに、ｏ＜Ｋｚ
　＜ｌ）した値とを加算合成することにより新しい時系
列信号値を得、前記新しい時系列信号値と前記Ｐサンプ
リング時間前の時系列信号値の−１倍した値とを加算合
成することにより時系列フィルタ出力値を作り出す時系
列フィルタ手段と、前記時系列フィルタ出力値と１サン
プリング時間前の累積値とを加算合成することより新し
い累積値を得、前記新しい累積値と１サンプリング時間
前の累積値の一Ｋ１倍（ここに、０＜Ｋｌ　＜１）した
値とを加算合成することにより前記制御信号を作り出す
累積フィルタ手段とを有することによって上記の課題を
解決したものである。

また、上記目的を達或するために、本発明の速度制御装
置は、モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じ
る回転センサと、前記回転センサの交流信号により前記
モータの１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数
）の検出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の
検出信号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前
記補償手段の制御信号に応じて前記モータを駆動する駆
動手段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段
の新しい検出信号のサンプリング動作に周期して新しい
誤差値を得る誤差算出手段と、前記誤差値を入力とする
２段の再帰型ディジタルフィルタの出力により前記制御
信号を得るフィルタ手段とを有し、前記フィルタ手段の
合成の伝達関数を Ｆｃ　　（ｚ−’）＝Ｂ　　−　　Ｆｃ＋（Ｚ−’）’
　　Ｆｅｚ（ｚ−’）ここに、２　−　＋はｌサンプリ
ング時間分の遅延、２″′はＰサンプリング時間分の遅
延、Ｋ＋，ＫｚはＯＡＫ，，Ｋ２＜１の定数、Ｂは定数
、としたこことによって、上記の課題を解決したもので
ある。

作用 本発明では、補償手段において累積フィルタ手段と時系
列フィルタ手段の２つの特殊な再帰型フィルタを縦続し
て形成し、回転センサの検出誤差による制御信号への影
響を大幅に低減しているので回転誤差によるモータの回
転速度変動が大幅に小さくなり、簡単な構或の回転セン
サを使用しても高性能の速度制御装置を実現できる。

また、合成の再帰型フィルタにおける位相遅れも小さく
、速度制御の利得を大きくできるので、モータに加わる
トルク変動に対して速度変動の生じにくい良好な速度制
御装置を得ることができる。

実施例 以下、本発明の一実施例の速度制御装置について、図面
を参照しながら説明する。第２図に速度制御装置の構戒
図を示す。第２図において、直流モータ１は回転センサ
２と負荷ｌＯを直接回転駆動する。回転センサ２はモー
タ１の回転に伴って１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３
以上の整数であり、ビデオテープレコーダのシリンダモ
ータでは、通常、Ｐ＝５）交流信号ａを発生する。回転
センサ２の交流信号ａは速度検出器３に入力され、交流
信号ａの周期に応じたディジタル信号ｂを得ている。

速度検出器３の具体的な構成例を第３図に示す。

交流信号ａは波形整形回路３１によって波形整形され、
整形信号ｇを得ている。整形信号ｇはアンド回路３３と
フリ・ンプフロップ３５に入力されでいる。

アンド回８３３の人カ側には、さらに、発振回路３２の
クロックバルスｐとカウンタ３４のオーバフロー出力信
号Ｗも入力されている。発振回路３２は水晶発振器と分
周器等によって構成され、整形信号ｇの周波数よりもか
なり高周波のクロンクパルスｐ（５００ｋ｝（ｚ程度）
を発生する。カウンタ３４は、アンド回路３３の出力パ
ルスｈの到来毎にその内容をカウントアップする１２ビ
ットのアップヵウンタになっている。また、オーバフロ
ー出力信号Ｗはカウンタ３４のカウント内容が所定値以
下の時には″Ｈ”であり、カウンタ３４のカウント内容
が所定値以上になるとＷは“Ｌ　”に変化する（ここに
、″“Ｈ″は高電位状態を表わし、“Ｌ゛は低電位状態
を表わしている）。データ入力型フリップフロップ３５
は、整形信号ｇの立ち下がりエッジをトリガ信号として
データ入力端子に入力された“Ｈ　ＩＩを取込み、その
出力Ｑを゜“Ｈ”にする（ｑ一“Ｈ゛゜）。

また、補償器４からのリセット信号ｒが゛゜Ｈ゜”にな
ると、カウンタ３４とフリップフロップ３５の内部状態
がリセットされる（ｂ＝　”ＬＬＬＬＬＬＬＬＬＬＬＬ
”　，ｗ＝　”Ｈ”　，ｑ＝　”Ｌ”　）。

次に、第３図に示す速度検出器３の動作について説明す
る。今、カウンタ３４とフリンプフロップ３５がリセッ
ト信号ｒによってリセットされているものとする。波形
整形回路３ｌの出カ信号ｇが“Ｌ”から“Ｈ゜“に変わ
ると、アンド回路３３の出カ信号ｈとして発振回８３２
のクロックパルスＰ力咄カされる。カウンタ３４は出力
信号ｈをカウントし、その内部状態を変化させていく。

波形整形回１３１の出力信号ｇが“Ｈ”゜から“Ｌ　”
に変わると、アンド回路３３の出力信号ｈは゜“Ｌ”に
なり、カウンタ３４はその内部状態を保持する。また、
フリップフロップ３５は信号ｇの立ち下がりエッジによ
ってデータ“Ｈ”を取り込み、その出力信号ｑを゛Ｌ　
Ｉ＋から゛Ｈ”に変化させる。カウンタ３４のディジタ
ル信号ｂは、回転センサ２の交流信号ａの（半）周期長
に比例した値であり、モータ１の回転速度に反比例して
いる。後述の補償器４は、フリ，プフロップ３５の出力
信号ｑを見て、９が“Ｈ　Ｉ＋になるとカウンタ３４の
ディジタル信号ｂを入力し、その後にリセット信号ｒを
所定の短時間の間゛Ｈ″゛にして、カウンタ３４とフリ
ップフロップ３５を初期状態にリセットし、次の速度検
出動作に備えている。なお、モータｌの回転速度が遅過
ぎるときには、波形整形回路３１の出力信号ｇの周期が
長いためにカウンタ３４の内部状態が所定値以上になり
、オーバフロー出力信号Ｗが゛Ｈ”゜から“Ｌ゜”に変
わり、アンド回路３３の出力信号ｈが“Ｌ゛になり、カ
ウンタ３４が所定の大きな値を保持することもある。

第２図の補償器４は、演算器５（マイクロプロセッサ）
とメモリ６とＤ／Ａ変換器７によって構成され、速度検
出器３のディジタル信号ｂを後述する内蔵のプログラム
によって計算加工し、制御信号Ｃを出力する。補償器４
の制御信号Ｃは駆動器８に入力され、電力増幅された駆
動信号ｄ（制御信号Ｃに比例した電流）がモータｌに供
給される。従って、モータ１と回転センサ２と速度検出
器３と補償器４と駆動器８によって速度制御系が構威さ
れ、モータｌの回転速度が所定の値に制御される。

補償器４のメモリ６は、所定のプログラムと定数が格納
されたロム（ＲＯＭ：リードオンリーメモリ）と随時必
要な値を格納するラム（ＲＡＭ　：ランダムアクセスメ
モリ）に別れている。演算器５はロム内のプログラムに
従って所定の動作や演算を行なっている。第１図にその
プログラムの具体例を示す。次に、その動作について詳
細に説明する。

〔誤差算出部ＩＡ〕

（ＩＡ−１）　　まず、演算器５は速度検出器３のフリ
ップフロップ３５の出力信号ｑを入力し、信号ｑが“Ｈ
　”“となるのを待っている。すなわち、速度検出器３
が交流信号ａの（半）周期を検出し、新しいディジタル
信号ｂ（速度検出信号）を出力するのをモニタしている
。

（ＩＡ−２）　　ｑが”Ｈ”になると、速度検出器３の
ディジタル信号ｂを読み込んで、ディジタル信号ｂに対
応する速度検出値Ｓ（ディジタル値）に直すと共に、リ
セット信号ｒを所定時間゛Ｉ１′゛にして速度検出器３
のカウンタ３４とフリノプフ口・冫フ゜３５をリセント
する。

（ＩＡ−３）　　所定の基準値Ｓｒｅｆから速度検出値
Ｓを引いて、現時点での新しい速度誤差値Ｅ。を求める
（Ｅｏ＝Ｓｒｅｆ　　Ｓ）。速度誤差値ＥｏをＲ倍（こ
こに、Ｒは正の所定値）して、現時点での新しい回転誤
差値Ｅを算出する（Ｅ　　Ｒ−Ｅｏ）。

すなわち、速度検出器３が新しい速度検出サンプリング
を行なう毎に、回転誤差値Ｅが時間的に離散的に得られ
る。

［累積フィルタ部ｌＢ：第１の再帰型フィルタ］（ＩＢ
−１’）　　回転誤差値Ｅと１サンプリング時間前の累
積値Ｆ１を加算合戊して、現時点の新しい累積値Ｆを得
る（Ｆ−Ｅ＋Ｆ．）。

（ＩＢ−２）　　現時点の累積値Ｆと１サンプリング時
間前の累積値Ｆ，の−Ｋ，倍（ここに、Ｏ〈Ｋ，＜１）
した値とを加算合成して、累積フィルタ出力値Ｇを得る
（（：，＝Ｆ−Ｋ，−　Ｆｌ　）。

（ＩＢ−３）　　現時点の累積値ＦをＦ１に入れて、次
のサンプリング時点に備える（ＰＩ　　　Ｆ）。

〔時系列フィルタ部ｌＣ：第２の再帰型フィルタ部〕 （ＩＣ−１）　　後述の時系列信号値保存部ＩＥに保存
されているＰサンプリング時間前の時系列信号値Ｍ　（
Ｐ）のＫｚ倍（ここに、Ｑ＜Ｋ，＜１）した値と累積フ
ィルタ出力値Ｇを加算合成して、現時点の新しい時系列
信号値Ｈを得る（Ｈ＝Ｇ＋Ｋ２　・Ｍ　（Ｐ）　）。

（ＩＣ−２）　　現時点の時系列信号値Ｈ（！：Ｐサン
プリング時間前の時系列信号値Ｍ　（Ｐ）を−１倍した
値とを加算合成して、加算値■を得る（１一Ｈ−Ｍ　（
Ｐ））。次に加算値ＩをＢ倍（ここに、Ｂは定数）して
、制御信号値Ｙを得る。

〔制御信号出力部ｌＤ〕

（ＩＤ−１＞　　制御信号値ＹをＤ／Ａ変換器７に出力
し、Ｙの値に対応した直流的な電圧（制御信号）に変換
する。

〔時系列信号保存部ＩＥ） （ＩＥ−１）　　ラムに格納されている保存値Ｍ（Ｐ−
ｍ）を順次Ｍ　（Ｐ＋１−ｍ）に転送し（ｍ一．０，１
，　・・・・・・，Ｐ−１）、その後にＭ〔１〕に現時
点の時系列信号値Ｈを保存格納する。すなわち、Ｍ　（
ｍ）にｍサンプリング時間前の時系列信号値を保存する
ようにしている（次の速度検出サンプリング時点を基準
）。その後に、誤差算出部ＩＡの動作に復帰する。

このように構戒するならば、累積フィルタ部ＩＢと時系
列フィルタ部ＩＣの動作により、第２図の回転センサ２
の検出誤差の影響が制御信号値Ｙにあらわれにくくなり
、検出誤差に対して極めて強くなる。これについて説明
する。いま、モータｌが所定の回転速度にて編とをせず
に回転しているものと仮定し、その回転角度をω。とす
れば、回転センサ２の検出誤差はω。の整数倍の成分の
合成信号である。すなわち、回転センサ２の検出誤差が
大きい場合には、モータ１が所定速度にて一定に回転し
ている場合であっても、回転誤差値Ｅにω。の整数倍の
周波数或分が大きく生じる。

従って、回転誤差値Ｅに含まれるω。の整数倍の周波数
成分が制御信号値Ｙに影響しないようにするならば、検
出誤差による悪影響を低減することができる。

累積フィルタ部ＩＢ（第１の再帰型フィルタ部）では、
回転誤差値Ｅと１サンプリング時間前の累積値Ｆ，を加
算合成して新しい現時点の累積値Ｆを算出し、さらに、
現時点の累積値Ｆと１サンプリング時間荊の累積値の一
Ｋ．倍した値を加算合成して、累積フィルタ出力値Ｇを
得ている。その結果、累積フィルタ部ＩＢの入力信号（
回転誤差値Ｅ）から出力信号（累積フィルタ出力値Ｇ）
までのフィルタ特性（伝達関数）は（１）式のようにな
る。

ここに、ｚ　−　１はｌサンプリング時間分の遅延を意
味している。

時系列フィルタ部ＩＣ（第２の再帰型フィルタ部）では
、累積フィルタ出力値ＧとＰサンプリング時間前の時系
列信号値Ｍ　（Ｐ）のＫ２倍した値とを加算合成して新
しい現時点の時系列信号値Ｈを算出し、さらに、現時点
の時系列信号値ＨとＰサンプリング時間前の時系列信号
値の−１倍した値とを加算合成して加算値Ｉを得ている
。その結果、時系列フィルタ部ＩＣの入力信号（累積フ
ィルタ出力値Ｇ）から出力信号（加算値■）までのフィ
ルタ特性（伝達関数）は、（２）式のようになる。

ここに、Ｚ−ＰはＰサンプリング時間分の遅延を意味し
ている。

従って、回転誤差値Ｅから制御信号値Ｙまでの合成の伝
達関数は、累積フィルタ部ｌＢの伝達関数と時系列フィ
ルタ部ｔＣの伝達関数から、（３）゛式のようになる。

ＦＣ（Ｚ−’）−Ｂ　−　ＦＣＩ（Ｚ−’）　・Ｆｃｚ
（ｚ−’）　・（３）なお、すでに説明したようにＫ＋
，Ｋｇは０〈Ｋｌ，Ｋ２＜１の定数、Ｂは定数である。

上記の（３）式の合成の再帰型フィルタの利得一周波数
特性の例を第４図に示す。例１は Ｋ，　＝０．８７ Ｋ　ｚ　＝　０．　５０　（　Ｋ　Ｉの約５乗）Ｂ　　
　＝０．７８ であり、例２は Ｋ，　＝０．９６ Ｋ！　＝０．８０　（Ｋ，の約５乗） Ｂ　　＝０．９２ である。また、Ｐ＝５である。

第４図よりω。の整数倍の周波数において再帰型フィル
タの利得が零、または非常に小さくなっていることがわ
かる。これは、回転誤差値已に含まれるω。の変動或分
が制御信号Ｙに影響しないことを意味している。すでに
説明したように、回転センサ２の検出誤差はω。の整数
倍の周波数に生じる。従って、上記実施例に示した再帰
型フィルタによって、検出誤差の影響が制御信号値Ｙに
生じないようにすることができる。その結果、回転セン
サ２が大きな検出誤差を生じても、モータ１の回転速度
はその影響を受けなくなる。

また、上記の合戊の再帰型フィルタは位相遅れが小さい
ために、速度制御の帰還利得を大きくできるという利点
がある。これについて説明する。

上記例１と例２の直流からω。の間の周波数特性を第５
図に示す。第５図（ａ）は利得特性であり、第５図中）
は位相遅れ特性である。速度制御系の安定性を確保する
ためには、帰還路に挿入されたフィルタの位相遅れを小
さくする必要がある。上記の合成の再帰型フィルタによ
る位相遅れの許容値を−２０’とすれば、位相遅れが−
２０″になる周波数は、例１では０．６７ω。、例２で
は０．　９ω。である。

一般に、この周波数が大きいほど高い角周波数にまで速
度制御の効果が得られるように、帰還利得を大きくする
ことができる。その結果、モータ１に大きな負荷変動（
トルク変動）が加わった場合でも、モータ１の回転速度
を正確に制御することができる。本実施例のごとき構戒
では、定数Ｋ，′，Ｋ２を適当に選定することによって
、位相遅れの小さい良好なフィルタ特性を得ることがで
きる。

さらに、本実施例に示したように、時系列信号値保存部
ｌＥによるＰサンプリング時間分の時系列信号値の格納
保存動作を、制御信号値Ｙの出力動作が終わってから行
なうならば、時系列信号値の転送動作に伴う演算器５（
マイクロプロセッサ）の処理による制御動作上の時間遅
れが生じなくなる。すなわち、新しい回転誤差値Ｅを検
出してから制御信号値Ｙを得るまでの遅れ時間が短くな
り、等価的な位相遅れが少なくなる。その結果、制御系
の帰還利得を大きくでき、モータ１の回転速度を正確に
制御できるという利点もある。

また、累積フィルタ部ＩＢや時系列フィルタ部１Ｃの定
数Ｋ，とＫ２の値は上記の例に限定されるものではなく
、各種の組合せが可能である。しかしながら、上記の例
に示されるように、Ｋ２をＫ１よりも小さくするならば
、比較的良好なフィルタ特性を得ることができる。特に
、Ｋ２をＫ．のＰ乗に等しくまたは略等しくすれば、利
得特性や位相特性が素直な好ましいフィルタとなる。

前述の実施例では、累積フィルタ部の処理動作の後に時
系列フィルタ部の処理動作を行なうようにしたが、その
関係が逆になっていても良い。第６図にその例を示す（
演算器５のプログラムのフローチャート図）。次に、そ
の動作について詳細に説明する。

［誤差算出部６Ａ］ （６Ａ−１）　　まず、演算器５は速度検出器３のフリ
ップフロツプ３５の出力信号ｑを入力し、信号ｑが゛Ｈ
”となるのを待っている。すなわち、速度検出器３が交
流信号ａの（半）周期を検出し、新しいディジタル信号
ｂ（速度検出信号）を出力するものをモニタしている。

（６Ａ−２）　　ｑが“Ｈ”になると、速度検出器３の
ディジタル信号ｂを読み込んで、ディジタル信号ｂに対
応する速度検出値Ｓ（ディジタル値）に直すと共に、リ
セット信号ｒを所定時間“Ｈ”にして速度検出器３のカ
ウンタ３４とフリップフロップ３５をリセットする。

（６Ａ−３）　　所定の基準値Ｓｒｅｆから速度検出値
Ｓを引いて、現時点での新しい速度誤差値Ｅ０を求める
（Ｅｏ　＝Ｓｒｅｆ　−　Ｓ　）　，速度誤差値Ｅ０を
Ｒ倍（ここに、Ｒは正の所定値）して、現時点での新し
い回転誤差｛ＪＥを算出する（Ｅ＝Ｒ　−　Ｅ．）。

すなわち、速度検出器３が新しい速度検出サンプリング
を行なう毎に、回転誤差値Ｅが時間的に離散的に得られ
る。

〔時系列フィルタ部６Ｂ） （６Ｂ−１）　　後述の時系列信号値保存部６Ｅに保存
されているＰサンプリング時間前の時系列信号値Ｍ　（
Ｐ）のＫ２倍（ここに、０＜ＫＺ＜１）した値と回転誤
差値Ｅとを加算合成して、現時点の新しい時系列信号値
Ｈを得る（Ｈ＝Ｅ十Ｋ．Ｍ　（Ｐ）　）。

（６Ｂ−２）　　現時点の時系列信号値ＨとＰサンプリ
ング時間前の時系列信号値Ｍ　（Ｐ）をーｌ倍した値と
を加算合成して、出力値■を得る（ｒ＝Ｈ−Ｍ　（Ｐ）
）。

〔累積フィルタ部６Ｃ） （６Ｃ−１）　　時系列フィルタ部６Ｂの出力値Ｉと１
サンプリング時間前の累積値Ｆ．とを加算合成して、現
時点の新しい累積値Ｆを得る（Ｆ＝１十Ｆｌ）。

（６Ｃ−２）　　現時点の累積値Ｆと１サンプリング時
間前の累積値Ｆ１の一Ｋ．倍（ここに、ｏくＫ，＜ｌ）
した値とを加算合成して、加算値Ｃを得る（Ｇ　　Ｆ　
　Ｋ＋　　−Ｆ＋　）。

（６Ｃ−３）　　現時点の累積値ＦをＦ１に入れて、次
のサンプリング時点に備える（Ｆｌ　　　ｒ’）。

（６Ｃ−４）　　次に、加算値ＧをＢ倍（ここに、Ｂは
定数）して、制御信号値Ｙを得る。

〔制御信号出力部６Ｄ） （６Ｄ−１）　　制御信号値ＹをＤ／Ａ変換器７に出力
し、Ｙの値に対応した直流的な電圧（制御信号）に変換
する。

〔時系列信号保存部６Ｅ） （６Ｅ−１）　　ラムに格納されている保存値Ｍ（Ｐ−
ｍ）を順次Ｍ　（Ｐ＋　１−ｍ）に転送し（ｍ一０，ｌ
，・・・・・・，Ｐ−１）、その後にＭ〔１）に現時点
の時系列信号値Ｈを保存格納する。すなわち、Ｍ〔ｍ〕
にｍサンプリング時間前の時系列信号値を保存するよう
にしている（次の速度検出サンプリング時点を基準）。

その後に、誤差算出部６Ａの動作に復帰する。

前述の各実施例では、速度検出器によってモータの回転
速度のみを検出するようにしたが、これ以外にモータの
回転位相を周知の位相検出器によって検出し、速度検出
信号と位相検出信号を合成し、その合成信号を補償器の
入力信号としてもよく、本発明に含まれることは言うま
でもない。また、補償器の出力をディジタル信号やＰＷ
Ｍ信号（パルス幅変調信号）にしたり、駆動器の出力信
号をＰＷＭ信号にしてもよい。また、モータにブラシレ
ス直流モータを用いても良い。さらに、補償器をＰＬＡ
（プログラマブル・ロジック・アレイ）等のような完全
なハードウェアによって構威し、前述のプログラムによ
る動作と同じ動作を行なわせるようにしても良い。その
他、本発明の主旨を変えずして種々の変更が可能である
。

発明の効果 本発明のモータの速度制御装置は、回転センサの検出誤
差の影響を大幅に低減しながらも帰還利得を大きくでき
、良好な速度制御性能を得ることができる。従って、本
発明にもとづき、ビデオテ−プレコーダのシリンダモー
タ用の速度制御装置を構或するならば、ジッタの少ない
高性能のビデオテープレコーダを得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に用いる補償器の内蔵プログラ
ムのフローチャート図、第２図は本発明の実施例におけ
る速度制御装置の全体構威図、第３図は第２図の速度検
出の具体的な構或図、第４図及び第５図（ａ），　（ｂ
）は本発明の実施例に用いる累積フィルタ部と時系列フ
ィルタ部の合成フィルタの周波数特性図、第６図は第２
図の補償器の内蔵プログラムの他のフローチャート図、
第７図は従来の速度制御装置の構成図、第８図は回転セ
ンサの構造図である。 ＩＡ，６Ａ・・・・・・誤差算出検出部、ＩＢ，６Ｃ・
・・・・・累積フィルタ部、ＩＣ，６Ｂ・・・・・・時
系列フィルタ部、ＩＤ，６Ｄ・・・・・・制御信号出力
部、ＩＥ．６Ｅ・・・・・・時系列信号保存部、ｌ・・
・・・・モータ、２・・・・・・回転センサ、３・・・
・・・速度検出器、４・・・・・・補償器、５・・・・
・・演算器、６・・・・・・メモリ、７・・・・・・Ｄ
／Ａ変換器、 ８・・・・・・駆動器、 １０・・・・・・負荷。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じ
   る回転センサと、前記回転センサの交流信号により前記
   モータの１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数
   ）の検出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の
   検出信号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前
   記補償手段の制御信号に応じて前記モータを駆動する駆
   動手段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段
   の新しい検出信号のサンプリング動作に同期して新しい
   誤差値を得る誤差算出手段と、前記誤差値と１サンプリ
   ング時間前の累積値を加算合成することにより新しい累
   積値を得、前記新しい累積値と１サンプリング時間前の
   累積値のＫ＿１倍（ここに、０＜Ｋ＿１＜１）した値と
   を加算合成することにより累積フィルタ出力値を得る累
   積フィルタ手段と、前記累積フィルタ出力値とＰサンプ
   リング時間前の時系列信号値のＫ＿２倍（ここに、０＜
   Ｋ＿２＜１）した値とを加算合成することにより新しい
   時系列信号値を得、前記新しい時系列信号値と前記Ｐサ
   ンプリング時間前の時系列信号値を−１倍した値とを加
   算合成することにより前記制御信号を作り出す時系列フ
   ィルタ手段とを有することを特徴とする速度制御装置。
2. （２）モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じ
   る回転センサと、前記回転センサの交流信号により前記
   モータの１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数
   ）の検出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の
   検出信号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前
   記補償手段の制御信号に応じて前記モータを駆動する駆
   動手段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段
   の新しい検出信号のサンプリング動作に同期して新しい
   誤差値を得る誤差算出手段と、前記誤差値とＰサンプリ
   ング時間前の時系列信号値のＫ＿２倍（ここに、０＜Ｋ
   ＿２＜１）した値とを加算合成することにより新しい時
   系列信号値を得、前記新しい時系列信号値と前記Ｐサン
   プリング時間前の時系列信号値の−１倍した値とを加算
   合成することにより時系列フィルタ出力値を作り出す時
   系列フィルタ手段と、前記時系列フィルタ出力値と１サ
   ンプリング時間前の累積値とを加算合成することにより
   新しい累積値を得、前記新しい累積値と１サンプリング
   時間前の累積値の−Ｋ＿１倍（ここに、０＜Ｋ＿１＜１
   ）した値とを加算合成することにより前記制御信号を作
   り出す累積フィルタ手段とを有することを特徴とする速
   度制御装置。
3. （３）モータの回転速度に応じた周期の交流信号を生じ
   る回転センサと、前記回転センサの交流信号により前記
   モータの１回転当たりＰ回（ここに、Ｐは３以上の整数
   ）の検出を行なう速度検出手段と、前記速度検出手段の
   検出信号にもとづき制御信号を作り出す補償手段と、前
   記補償手段の制御信号に応じて前記モータを駆動する駆
   動手段とを具備し、前記補償手段は、前記速度検出手段
   の新しい検出信号のサンプリング動作に同期して新しい
   誤差値を得る誤差算出手段と、前記誤差値を入力とする
   ２段の再帰型ディジタルフィルタの出力により前記制御
   信号を得るフィルタ手段とを有し、前記フィルタ手段の
   合成の伝達関数を ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ ここに、ｚ＾−＾１は１サンプリング時間分の遅延、ｚ
   ＾−＾ＰはＰサンプリング時間分の遅延、Ｋ＿１、Ｋ＿
   ２は０＜Ｋ＿１、Ｋ＿２＜１の定数、Ｂは定数、とした
   ことを特徴とする速度制御装置。
4. （４）Ｋ＿２をＫ＿１よりも小さくした請求項（１）ま
   たは請求項（２）または請求項（３）のいずれかに記載
   の速度制御装置。
5. （５）Ｋ＿２をＫ＿１のＰ乗に等しくまたは略等しくし
   た請求項（４）に記載の速度制御装置。