JPH0353735A - 多値ｑａｍ復調器における直交度制御方式 - Google Patents
多値ｑａｍ復調器における直交度制御方式Info
- Publication number
- JPH0353735A JPH0353735A JP1189599A JP18959989A JPH0353735A JP H0353735 A JPH0353735 A JP H0353735A JP 1189599 A JP1189599 A JP 1189599A JP 18959989 A JP18959989 A JP 18959989A JP H0353735 A JPH0353735 A JP H0353735A
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- JP
- Japan
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- orthogonality
- signal
- phase shifter
- phase
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［概 要］
多値ＱＡＭ復調器における直交度を制御するための方式
に関し、 ２チャネル信号間の直交度合わせを自動的に制御できる
ようにすることを目的とし、 入力信号を、相互に９０’位相の異なるローカル信号で
検波して、２チャネル分の復調出力を得る多値ＱＡＭ復
調器において，少なくとも該ローカル信サの一方が移相
器を介して検波器へ入力され、該２チャネル分の復調出
力から得られる識別結果より信号点の種類を２つに分け
、該ローカル信号間の直交度がずれることにより生じる
２種類の平均電力の差情報に基づいて、該移相器を制御
するように構戊する。
に関し、 ２チャネル信号間の直交度合わせを自動的に制御できる
ようにすることを目的とし、 入力信号を、相互に９０’位相の異なるローカル信号で
検波して、２チャネル分の復調出力を得る多値ＱＡＭ復
調器において，少なくとも該ローカル信サの一方が移相
器を介して検波器へ入力され、該２チャネル分の復調出
力から得られる識別結果より信号点の種類を２つに分け
、該ローカル信号間の直交度がずれることにより生じる
２種類の平均電力の差情報に基づいて、該移相器を制御
するように構戊する。
［産業上の利用分野］
本発明は、多値ＱＡＭ （Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍ
ｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）復調器における
直交度を制御するための方式に関する。
ｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）復調器における
直交度を制御するための方式に関する。
近年、高度な変復調技術，フェージング補償技術，干渉
補償技術等の進展に伴い、優れた周波数利用効率を有す
る多値ＱＡＭ変復調技術が実用化されている。
補償技術等の進展に伴い、優れた周波数利用効率を有す
る多値ＱＡＭ変復調技術が実用化されている。
ところで、多値ＱＡＭ復調器において、中間周波信号（
以下．ＩＦ信号という）を検波するに際しては、９０″
′位相がずれている２つのローカル信号を用いて、同期
検波を行なう。この場合、２つのローカル信号間の位相
差は正確に９０’異なっている必要がある。
以下．ＩＦ信号という）を検波するに際しては、９０″
′位相がずれている２つのローカル信号を用いて、同期
検波を行なう。この場合、２つのローカル信号間の位相
差は正確に９０’異なっている必要がある。
［従来の技術］
第５図は従来の多値ＱＡＭ復調器を示すブロック図であ
るが、この第５図において、１，２はハイブリッド回路
で、ハイブリッド回路１は、入力信号としてのＩＦ信号
を相互に９０″位相の異なる信号に分けるもので、ハイ
ブリッド回路２は、ローカル発振器３からのローカル信
号を相互に９０゜位相の異なる信号に分けるものである
。
るが、この第５図において、１，２はハイブリッド回路
で、ハイブリッド回路１は、入力信号としてのＩＦ信号
を相互に９０″位相の異なる信号に分けるもので、ハイ
ブリッド回路２は、ローカル発振器３からのローカル信
号を相互に９０゜位相の異なる信号に分けるものである
。
４Ａ，４ＢはＩＦ信号をローカル信号で検波する検波器
で、５Ａ，５Ｂは検波器４Ａ，４Ｂからの検波出力をろ
波するローパスフィルタで、６Ａ，６Ｂはローバスフィ
ルタ５Ａ，５Ｂからのる波出力から所要ビット数の識別
結果を得る識別器である。
で、５Ａ，５Ｂは検波器４Ａ，４Ｂからの検波出力をろ
波するローパスフィルタで、６Ａ，６Ｂはローバスフィ
ルタ５Ａ，５Ｂからのる波出力から所要ビット数の識別
結果を得る識別器である。
７Ａ，７Ｂは検波器４Ａ，４Ｂへ入力されろＩＦ信号間
の位相を調整するためのコンデンサで、コンデンサ７Ｂ
が可変コンデンサとして構成されている。
の位相を調整するためのコンデンサで、コンデンサ７Ｂ
が可変コンデンサとして構成されている。
このような構戊により，この多値ＱＡＭ復調器では、Ｉ
Ｆ信号を、相互に９０’位相の異なるローカル信号で検
波して、Ｉ，Ｑ２チャネル分の復調出力が得られるよう
になっているが、Ｉ，Ｑチャネル間で正確に位相が９０
’異なるように、コンデンサ７Ｂの容量を変えて調節す
ることが行なわれる。このとき、標準変調＠（直交度が
正確に調整されたもの）を用いて、所要のモニタを見な
がら、人手で位相調整を行なう。
Ｆ信号を、相互に９０’位相の異なるローカル信号で検
波して、Ｉ，Ｑ２チャネル分の復調出力が得られるよう
になっているが、Ｉ，Ｑチャネル間で正確に位相が９０
’異なるように、コンデンサ７Ｂの容量を変えて調節す
ることが行なわれる。このとき、標準変調＠（直交度が
正確に調整されたもの）を用いて、所要のモニタを見な
がら、人手で位相調整を行なう。
［発明が解決しようとする課題］
しかしながら、このような従来のものでは，位相調整作
業を人手で行なっているので、ＱＡＭ変調の多値化が進
むと、上記の位相調整作業に熟練を要することになり，
これにより位相調整作業が困難になるという問題点があ
る。
業を人手で行なっているので、ＱＡＭ変調の多値化が進
むと、上記の位相調整作業に熟練を要することになり，
これにより位相調整作業が困難になるという問題点があ
る。
本発明は、このような問題点を解決しようとするもので
、２チャネル信号間の直交度合わせを自動的に制御でき
るようにした、多値ＱＡＭ復調器における直交度制御方
式を提供することを目的としている。
、２チャネル信号間の直交度合わせを自動的に制御でき
るようにした、多値ＱＡＭ復調器における直交度制御方
式を提供することを目的としている。
［課題を解決するための手段］
第１図は本発明の原理ブロック図である。
本発明方式にかかる多値ＱＡＭ復調器も、従来のそれと
同様、第１図に示すように、入力信号を相互に９０”位
相の異なる信？テに分けるハイブリッド回路１，ローカ
ル発振器３からのローカル信号を相互に９０！位相の異
なる信号に分けるハイブリッド回路２，入力信号をロー
カル信号で検波する検波器４Ａ，４Ｂ，検波器４Ａ，４
Ｂからの検波出力をろ波するローバスフィルタ５Ａ，５
Ｂ，ローパスフィルタ５Ａ，５Ｂからのる波出力から所
要ビット数の識別結果を得る識別器６Ａ，６Ｂをそなえ
ているが、本発明では、更に移相器８，極性検出部９，
移相器制御部１０を有している。
同様、第１図に示すように、入力信号を相互に９０”位
相の異なる信？テに分けるハイブリッド回路１，ローカ
ル発振器３からのローカル信号を相互に９０！位相の異
なる信号に分けるハイブリッド回路２，入力信号をロー
カル信号で検波する検波器４Ａ，４Ｂ，検波器４Ａ，４
Ｂからの検波出力をろ波するローバスフィルタ５Ａ，５
Ｂ，ローパスフィルタ５Ａ，５Ｂからのる波出力から所
要ビット数の識別結果を得る識別器６Ａ，６Ｂをそなえ
ているが、本発明では、更に移相器８，極性検出部９，
移相器制御部１０を有している。
ここで、移相器８は，ハイブリッド回路２と検波器７Ｂ
との間に設けられ，ローカル信号の位相を回転させて調
節するものである。なお、この移相器８は、ハイブリッ
ド回路２と検波器７Ａとの間に設けてもよい。
との間に設けられ，ローカル信号の位相を回転させて調
節するものである。なお、この移相器８は、ハイブリッ
ド回路２と検波器７Ａとの間に設けてもよい。
極性検出部９は、２チャネル分の復調出力の各極性信号
を使用して、信号点の種類を２つに分けるもので、移相
器制御部１０は、ローパスフィルタ５Ａ，５Ｂからの出
力と極性検出部９での検出結果とを用いて、ローカル信
号間の直交度がずれることにより生じる２種類の平均電
力の差を演算し、この平均電力の差情報に基づいて、移
相器８を制御するものである。
を使用して、信号点の種類を２つに分けるもので、移相
器制御部１０は、ローパスフィルタ５Ａ，５Ｂからの出
力と極性検出部９での検出結果とを用いて、ローカル信
号間の直交度がずれることにより生じる２種類の平均電
力の差を演算し、この平均電力の差情報に基づいて、移
相器８を制御するものである。
［作 用］
従って、本発明の多値ＱＡＭ復調器における直交度制御
方式では、２チャネル分の復調出力から得られる識別結
果より信号点の種類を２つに分け、ローカル信号間の直
交度がずれることにより生じる２種類の平均電力の差情
報に基づいて、移相器８を制御することが行なわれる。
方式では、２チャネル分の復調出力から得られる識別結
果より信号点の種類を２つに分け、ローカル信号間の直
交度がずれることにより生じる２種類の平均電力の差情
報に基づいて、移相器８を制御することが行なわれる。
［実施例］
以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。
第２図は本発明の一実施例を示すブロック図で、本実施
例にかかる多値ＱＡＭ復調器も、従来のそれと同様、第
２図に示すように，ハイブリッド回路１，ハイブリッド
回路２，検波器４Ａ，４Ｂ．ローパス）イルタ５Ａ，５
Ｂ，！！ｉＤ’Ｊ器６Ａ，６Ｂをそなえているが，本実
施例では、更に移相器８，極性検出部９，移相滞制御部
１０を有している。
例にかかる多値ＱＡＭ復調器も、従来のそれと同様、第
２図に示すように，ハイブリッド回路１，ハイブリッド
回路２，検波器４Ａ，４Ｂ．ローパス）イルタ５Ａ，５
Ｂ，！！ｉＤ’Ｊ器６Ａ，６Ｂをそなえているが，本実
施例では、更に移相器８，極性検出部９，移相滞制御部
１０を有している。
なお、ハイブリッド回路１，ハイブリッド回路２，検波
器４Ａ，４Ｂ，ローパスフィルタ５Ａ，５Ｂ，識別器６
Ａ，６Ｂについての説明は、従来のものと重複すること
になるので，省略する。
器４Ａ，４Ｂ，ローパスフィルタ５Ａ，５Ｂ，識別器６
Ａ，６Ｂについての説明は、従来のものと重複すること
になるので，省略する。
ところで、移相器８は、ハイブリッド回路２と検波器７
Ｂとの間に設けられ，ローカル信号の位相を回転させて
調節するものである。
Ｂとの間に設けられ，ローカル信号の位相を回転させて
調節するものである。
また、極性検出部９は、Ｉ，−Ｑ２チャネル分の全復調
出力［その各極性信号分（第ｌビット）を含む］を使用
して、信号点の種類を、第３図に示す信号点コンステレ
ーション図において、１．３象限にあるのか、２，４象
限にあるのかという、２つに分けるもので、このため、
この陽性検出部９は、全信号点をカバーする位相平面の
情報を記憶するＲＯＭ９ １を有している。そして、こ
のＲＯＭ９１は、例えば、第３図において、１，３象限
にあると、，「１」出力となり、２，４象限にあると、
ｒＯＪ出力となる。
出力［その各極性信号分（第ｌビット）を含む］を使用
して、信号点の種類を、第３図に示す信号点コンステレ
ーション図において、１．３象限にあるのか、２，４象
限にあるのかという、２つに分けるもので、このため、
この陽性検出部９は、全信号点をカバーする位相平面の
情報を記憶するＲＯＭ９ １を有している。そして、こ
のＲＯＭ９１は、例えば、第３図において、１，３象限
にあると、，「１」出力となり、２，４象限にあると、
ｒＯＪ出力となる。
さらに、移相器制御部１０は、ローバスフィルタ５Ａ，
５Ｂからの出力と極性検出部９での検出結果とを用いて
、ローカル信号間の直交度がずれることにより生じる２
種類の平均電力の差を演算し、この平均電力の差情報に
基づいて、移相器８を制御するもので、このために，こ
の移相器制御部１０は、ハイブリッド回路１０１，１０
２，遅延回路１０３Ａ，ＬＯ３Ｂ，スイッチ回路１０４
Ａ，ＬＯ４Ｂ．積分器１０６Ａ，１０６Ｂ，コンパレー
タ１０７をそなえて構或されている。
５Ｂからの出力と極性検出部９での検出結果とを用いて
、ローカル信号間の直交度がずれることにより生じる２
種類の平均電力の差を演算し、この平均電力の差情報に
基づいて、移相器８を制御するもので、このために，こ
の移相器制御部１０は、ハイブリッド回路１０１，１０
２，遅延回路１０３Ａ，ＬＯ３Ｂ，スイッチ回路１０４
Ａ，ＬＯ４Ｂ．積分器１０６Ａ，１０６Ｂ，コンパレー
タ１０７をそなえて構或されている。
ここで、ハイブリッド回路１０１は、ローパスフィルタ
５Ａ，５Ｂからの出力を受けて合戒するもので，ハイブ
リッド回路１０２は、ハイブリッド回路１０１からの信
号を２つに分けるものである。
５Ａ，５Ｂからの出力を受けて合戒するもので，ハイブ
リッド回路１０２は、ハイブリッド回路１０１からの信
号を２つに分けるものである。
遅延回路１０３Ａ，１０３Ｂは、ハイブリッド回路１０
２からの信号を、極性検出部９での検出時間分だけ遅延
させるもので，スイッチ回路１０３Ａは、極性検出部９
からの検出結果を受けて、信号点が第３図の１，３象限
に属している場合に閉じ、信号点が第３図の２，４象限
に属している場合に開くもので、スイッチ回路１０４Ｂ
は、極性検出部９からの検出結果を反転回路１０５を介
して受けることにより、信号点が第３図の２，４象限に
属している場合に閉じ、信号点が第３図の１，３象限に
属している場合に開くものである。
２からの信号を、極性検出部９での検出時間分だけ遅延
させるもので，スイッチ回路１０３Ａは、極性検出部９
からの検出結果を受けて、信号点が第３図の１，３象限
に属している場合に閉じ、信号点が第３図の２，４象限
に属している場合に開くもので、スイッチ回路１０４Ｂ
は、極性検出部９からの検出結果を反転回路１０５を介
して受けることにより、信号点が第３図の２，４象限に
属している場合に閉じ、信号点が第３図の１，３象限に
属している場合に開くものである。
積分器１０６Ａは，スイッチ回路１０４Ａが閉じたとき
に出力される信号を積分して第３図の１，３象限にある
信号の平均電力を求めるもので、積分器１０６Ｂは、ス
イッチ回路１０４Ｂが閉じたときに出力される信号を積
分して第３図の２，４象限にある信号の平均電力を求め
るものである。
に出力される信号を積分して第３図の１，３象限にある
信号の平均電力を求めるもので、積分器１０６Ｂは、ス
イッチ回路１０４Ｂが閉じたときに出力される信号を積
分して第３図の２，４象限にある信号の平均電力を求め
るものである。
コンパレータ１０７は、○Ｐアンプからなり、積分器１
０６Ａ，１０６Ｂからの積分データの差分（上記２種類
の平均電力の差情＠ｌ）をとって、これを移相器８の制
御信号として出力するものである。
０６Ａ，１０６Ｂからの積分データの差分（上記２種類
の平均電力の差情＠ｌ）をとって、これを移相器８の制
御信号として出力するものである。
上述の構或により、Ｉ，Ｑ２チャネル分の復調出力から
得られる識別結果より、極性検出部９で信号点の種類を
２つ（第３図の１，３象限にあるのか、２，４象限にあ
るのか）に分け，もし、第３図に示すように信号点コン
ステレーションが平行四辺形になっていて，ローカル信
号間の直交度がずれていると、これにより生じる２種類
の平均電力の差情報が自動的にコンパレータ１０７にて
演算され、このコンパレータ１０７の出力に基づいて、
移相器８が制御される。これにより、移相器８は、コン
パレータ１０７の出力がゼロ（両平均電力の差がゼロ）
となるように、ローカル信号の位相を回転させる。なお
、コンパレータ１０７の出力がゼロになると、移相器８
は位相回転を停止させる。
得られる識別結果より、極性検出部９で信号点の種類を
２つ（第３図の１，３象限にあるのか、２，４象限にあ
るのか）に分け，もし、第３図に示すように信号点コン
ステレーションが平行四辺形になっていて，ローカル信
号間の直交度がずれていると、これにより生じる２種類
の平均電力の差情報が自動的にコンパレータ１０７にて
演算され、このコンパレータ１０７の出力に基づいて、
移相器８が制御される。これにより、移相器８は、コン
パレータ１０７の出力がゼロ（両平均電力の差がゼロ）
となるように、ローカル信号の位相を回転させる。なお
、コンパレータ１０７の出力がゼロになると、移相器８
は位相回転を停止させる。
このように、Ｉ，Ｑ２チャネル分の復調出力から得られ
る識別結果より信号点の種類を２つに分け、ローカル信
号間の直交度がずれることにより生じる２＠類の平均電
力の差情報に基づいて，移相器８を制御することが行な
われるので．２チャネル信号間の直交度の調整を常に自
動制御することが可能となり、これにより直交度に要す
る時間あるいはコストを大幅に低減することができる。
る識別結果より信号点の種類を２つに分け、ローカル信
号間の直交度がずれることにより生じる２＠類の平均電
力の差情報に基づいて，移相器８を制御することが行な
われるので．２チャネル信号間の直交度の調整を常に自
動制御することが可能となり、これにより直交度に要す
る時間あるいはコストを大幅に低減することができる。
なお、第２図に示す実施例では、極性検出部９として、
全信号点を検出するＲＯＭ９ １をそなえたものが用い
られたが、第４図に示すごとく、識別器６Ａ，６Ｂの出
力のうち極性情報を有する第１ビット情報だけを取り出
し、これらを排他的論理和回路９２へ入力して、この排
他的論理和回路９２からの出力で、スイッチ回路１０４
Ａ，１０４Ｂを開閉制御してもよい． また、移相器８は、ハイブリッド回路２と検波器７Ａと
の間に設けてもよい。
全信号点を検出するＲＯＭ９ １をそなえたものが用い
られたが、第４図に示すごとく、識別器６Ａ，６Ｂの出
力のうち極性情報を有する第１ビット情報だけを取り出
し、これらを排他的論理和回路９２へ入力して、この排
他的論理和回路９２からの出力で、スイッチ回路１０４
Ａ，１０４Ｂを開閉制御してもよい． また、移相器８は、ハイブリッド回路２と検波器７Ａと
の間に設けてもよい。
［発明の効果］
以上詳述したように、本発明の多値ＱＡＭ復調器におけ
る直交度制御方式によれば、２チャネル分の復調出力か
ら得られる識別結果より信号点の種類を２つに分け、ロ
ーカル信号間の直交度がずれることにより生じる２種類
の平均電力の差情報に基づいて，移相器を制御すること
が行なわれるので、２チャネル信号間の直交度の調整を
常に自動制御することが可能となり、これにより直交度
に要する時間あるいはコストを大幅に低減できる利点が
ある。
る直交度制御方式によれば、２チャネル分の復調出力か
ら得られる識別結果より信号点の種類を２つに分け、ロ
ーカル信号間の直交度がずれることにより生じる２種類
の平均電力の差情報に基づいて，移相器を制御すること
が行なわれるので、２チャネル信号間の直交度の調整を
常に自動制御することが可能となり、これにより直交度
に要する時間あるいはコストを大幅に低減できる利点が
ある。
第１図は本発明の原理ブロック図、
第２図は本発明の一実施例を示すブロック図、第３図は
直交度がずれているときの信号点コンステレーション図
、 第４図は本発明の他の実施例を示すブロック図、第５図
は従来例を示すブロック図である。 図において、 １．２はハイブリッド回路、 ３はローカル発振器、 ４Ａ，４Ｂは検波器， ５Ａ，５Ｂはローパスフィルタ、 ６Ａ，６Ｂは識別器、 ８は移相器、 ９は極性検出部、 １０は移相器制御部、 ９１はＲＯＭ、 ９２は排他的論理和回路、 １０１，１０２はハイブリッド回路、 １０３Ａ，１０３Ｂは遅延回路、 １０４Ａ，１０４Ｂはスイッチ回路、 １０５は反転回路、 １０６Ａ，１０６Ｂは積分器、 １０７はコンバレータである。
直交度がずれているときの信号点コンステレーション図
、 第４図は本発明の他の実施例を示すブロック図、第５図
は従来例を示すブロック図である。 図において、 １．２はハイブリッド回路、 ３はローカル発振器、 ４Ａ，４Ｂは検波器， ５Ａ，５Ｂはローパスフィルタ、 ６Ａ，６Ｂは識別器、 ８は移相器、 ９は極性検出部、 １０は移相器制御部、 ９１はＲＯＭ、 ９２は排他的論理和回路、 １０１，１０２はハイブリッド回路、 １０３Ａ，１０３Ｂは遅延回路、 １０４Ａ，１０４Ｂはスイッチ回路、 １０５は反転回路、 １０６Ａ，１０６Ｂは積分器、 １０７はコンバレータである。
Claims (2)
- （１）入力信号を、相互に９０°位相の異なるローカル
信号で検波して、２チャネル分の復調出力を得る多値Ｑ
ＡＭ復調器において、 少なくとも該ローカル信号の一方が移相器（８）を介し
て検波器（４Ｂ）へ入力され、 該２チャネル分の復調出力から得られる識別結果より信
号点の種類を２つに分け、該ローカル信号間の直交度が
ずれることにより生じる２種類の平均電力の差情報に基
づいて、該移相器（８）を制御することを 特徴とする、多値ＱＡＭ復調器における直交度制御方式
。 - （２）該２チャネル分の復調出力の各極性信号を使用し
て、該信号点の種類を２つに分けることを特徴とする、
請求項１記載の多値ＱＡＭ復調器における直交度制御方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1189599A JPH0353735A (ja) | 1989-07-21 | 1989-07-21 | 多値ｑａｍ復調器における直交度制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1189599A JPH0353735A (ja) | 1989-07-21 | 1989-07-21 | 多値ｑａｍ復調器における直交度制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0353735A true JPH0353735A (ja) | 1991-03-07 |
Family
ID=16244011
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1189599A Pending JPH0353735A (ja) | 1989-07-21 | 1989-07-21 | 多値ｑａｍ復調器における直交度制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0353735A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6009073A (en) * | 1995-09-25 | 1999-12-28 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Method for transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal, apparatus for transmitting the signal and apparatus for receiving the signal |
| WO2006132118A1 (ja) * | 2005-06-09 | 2006-12-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 振幅誤差補償装置及び直交度誤差補償装置 |
| JP2007067473A (ja) * | 2005-08-29 | 2007-03-15 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 直交誤差自動補償回路 |
-
1989
- 1989-07-21 JP JP1189599A patent/JPH0353735A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6009073A (en) * | 1995-09-25 | 1999-12-28 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Method for transmitting an orthogonal frequency division multiplex signal, apparatus for transmitting the signal and apparatus for receiving the signal |
| WO2006132118A1 (ja) * | 2005-06-09 | 2006-12-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 振幅誤差補償装置及び直交度誤差補償装置 |
| US7456683B2 (en) | 2005-06-09 | 2008-11-25 | Panasonic Corporation | Amplitude error compensating device and quadrature skew error compensating device |
| JP2007067473A (ja) * | 2005-08-29 | 2007-03-15 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 直交誤差自動補償回路 |
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