JPH0353806B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、デイジタルのインバータを用いた
発振回路に関し、特に所望のパルス幅を得るよう
にした発振回路に関するものである。

〔従来の技術〕

従来、この種の回路として、第３図に示すもの
があつた。

同図において、１１〜１３はインバータ、１４
はダイオード、１５は定電流源および１６はコン
デンサ（容量値Ｃ）である。また、V₁〜V₄は各
部の電圧、ｉはダイオード１４を通じてコンデン
サ１６に流れこむ電流およびＩは定電流源１５の
電流である。

第４図ａは、各インバータ１１〜１３の１個当
りの動作を示している。

いま、同図ｂのように、電圧V₁が時刻t₁にＨレ
ベル（しきい値以上）にあるとすると、電圧V₂，
V₄はＬレベル、電圧V₃はＨレベルにある（同図
ｃ，ｄ）。

このとき、ダイオード１４はオフになつている
ので、コンデンサ１６から電荷が定電流源１５へ
流れこむ。したがつて、V₁の時間変化dv₁／dtは
−１／Ｃとなり、V₁は直線的に低下する。

時刻t₂になると、V₁がしきい値よりも低くなる
ので、Ｌレベルになり、V₂，V₃は次々に反転す
る。

時刻t₃でV₃が変化し始めると、V₁もこれに伴
つて低下する。V₁がV₄よりもダイオード４の動
作電圧（V_F）分だけ低くなると、V₄−V_Fという
値をとり始める。

V₃の反転によりV₄がＬ→Ｈと変化するが、イ
ンバータ１３がダイオード１４を通じてコンデン
サ１６に電流ｉを流すので、V₁もＬ→Ｈと変化
する。このときのdv₄／dtは大きいが、インバー
タ１３の出力インピーダンスが低いため、V₁は
VV₄に追従できる。この途中でV₁がしきい値を
横切るので、V₂〜V₄は次々に反転する。

V₄が反転し始め、ダイオード１４がオフにな
ると（時刻t₄）、コンデンサ１６の電荷は定電流
源１５を通じて引き抜かれ始め、以下、上記動作
がくり返される。

すなわち、周波数ｆ＝１／Ｔの発振器となり、
たとえばV₃がクロツク信号として取り出される。

ここで、電流値Ｉが大きくなれば、コンデンサ
の放電速度が大きくなり、発振周波数が高くな
る。したがつて、直流電圧によつて電流値Ｉを制
御できるような構成を用いれば、電圧制御発振器
を構成することができる。

定電流源１５は、たとえば第５図のような回路
を用いる。

図において、トランジスタQ₂はトランジスタ
Q₁の温度補償用であり、ダイオードを用いても
よい。ここで、トランジスタQ₁のコレクタ電流
Ｉは、直流制御電圧Ｖによりコントロールできる
ので、この構成を用いることによつて、VCOが
容易に構成される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の発振回路は以上のように構成されている
ので、たとえば電圧V₃においてＬレベルにある
期間（パルス幅T_W）は、各インバータの伝搬遅
延時間T_Dのほぼ３倍となる。システム上、この
期間内に何らかの信号処理を行なう必要があるよ
うなときには、これだけの時間では短かすぎるこ
とが多い。

さらに、伝搬遅延時間T_Dは使用する素子によ
つてバラツキがあるので、このような用途には致
命的となる。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明は、上記のような従来のものの欠点を
除去するために成されたもので、３段以上縦続接
続され発振ループを成す、第１，第２，……，第
2n＋１（ｎは正の整数）のデイジタルのインバー
タと、上記第１のインバータの入力端子と上記第
2k（ｋはｎ以下の正の整数）のインバータの出力
端子の間に接続されたコンデンサと、上記コンデ
ンサの一端に接続され、上記コンデンサの充電ま
たは放電の速度を決定する電流源とを備えた発振
回路において、所定のインバータの出力端子と次
段のインバータの入力端子との間に積分回路を挿
入して伝搬遅延時間を伸ばすことにより、所望の
パルス幅をもつた発振回路を提供することを目的
としている。

〔発明の実施例〕

以下、この発明を図に基いて説明する。

第１図はこの発明の実施例であり、第３図と異
なる点は、インバータ１２とインバータ１３との
間に抵抗R₁₁とコンデンサC₁₁による積分回路を設
けたところにある。

次に、この発明の動作について説明する。

第２図に各部の電圧波形の例を示す。時刻t₁〜
t₂〜t₃の間は、従来例と同じである。この期間電
圧V₅はＨレベルにある。

時刻t₃ではV₃が反転し始め、しきい値を横切つ
て、Ｌレベルへ移るが、抵抗R₁₁とコンデンサC₁₁
の積分回路で積分されるため、V₅はC₁₁R₁₁の時
定数によるエクスポネンシヤルなカーブを描きな
がら低下しはじめ、時刻t₅においてＬレベルに達
する。この結果、V₄が反転し、これにつれてV₁
も反転する。次にV₂が反転、つれてV₃が反転す
る。V₃が反転しはじめると、V₅もC₁₁R₁₁の時定
数によるカーブを描きながら反転する。これによ
りV₄が反転し始め、ダイオード１４がオフにな
ると（時刻t₄）、コンデンサ１６の電荷が定電流
源１５を通じて引き抜かれ始める。

以下、上記動作がくり返され、周期T′なる発
振動作が行なわれる。

ここで、V₃がＨ→Ｌなる反転をする際に、し
きい値を横切つてから、V₅がしきい値を横切る
までの時間をT_Aとし、V₃がＬ→Ｈなる反転をす
る際にしきい値を横切つてから、V₅がしきい値
を横切るまでの時間をT_Bとすると、この場合の
周期T′は、従来例の周期Ｔに対して（T_A＋T_B）
だけ大きくなることがわかる（C₁₁，R₁₁以外は同
条件のとき）。

また、パルス幅T_Wは、 T_W≒T_A＋3T_D となり、従来例よりT_Aだけ大きくなる。したが
つて、C₁₁，R₁₁によつて適当な時定数を設定する
ことによつて、T_Wの時間をかせぐことができる。

なお、従来のものに比べ、周期が（T_A＋T_B）
だけ大きくなるが、コンデンサＣを値を小さくし
たり、Ｉを大きくしたりすることによつて、従来
の例と同じ周期に設定することができる。

また、上記の例では、インバータ１２とインバ
ータ１３の間に積分回路を挿入したが、インバー
タ１１とインバータ１２の間に積分回路を挿入し
ても同様な効果を得ることができる。

さらに、電流源の電流Ｉを直流電圧によつて制
御できるような構成にすれば、VCOが構成され
る。この場合、発振周波数を変化させてもT_Wは
一定値を保つことができる。

尚、実施例はインバータが３個からなる発振回
路について示したが、それ以上の奇数個であつて
も良い。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、インバータ
間に抵抗とコンデンサによる遅延回路を挿入して
伝搬遅延時間を伸ばすように構成したので、所望
のパルス幅を容易に得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第
２図はこの発明の動作を説明するための波形例を
示す図、第３図は従来の発振回路の例を示す回路
図、第４図は従来回路の動作を説明するための波
形例を示す図、第５図は電流源の電流値を直流電
圧によつて制御するための実施例を示す回路図で
ある。 １１，１２，１３……インバータ、C₁₁……コ
ンデンサ、R₁₁……抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ３段以上縦続接続され発振ループを成す、第
   １、第２、……、第2n＋１（ｎは正の整数）のデ
   イジタルのインバータと、上記第１のインバータ
   の入力端子と上記第2k（ｋはｎ以下の正の整数）
   のインバータの出力端子の間に接続されたコンデ
   ンサと、上記コンデンサの一端に接続され、上記
   コンデンサの充電または放電の速度を決定する電
   流源とを備えた発振回路において、所定のインバ
   ータの出力端子と次段のインバータの入力端子と
   の間に積分回路を挿入したことを特徴とする発振
   回路。 ２ 上記電流源の電流値が、直流電圧によつて可
   変できるように構成されていることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載の発振回路。