JPH0353824B2 - - Google Patents
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- JPH0353824B2 JPH0353824B2 JP10556085A JP10556085A JPH0353824B2 JP H0353824 B2 JPH0353824 B2 JP H0353824B2 JP 10556085 A JP10556085 A JP 10556085A JP 10556085 A JP10556085 A JP 10556085A JP H0353824 B2 JPH0353824 B2 JP H0353824B2
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- Japan
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- signal
- circuits
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 39
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/12—Modulator circuits; Transmitter circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はFSK（Frequency Sift Keying）方式
の変調回路に関するものである。
の変調回路に関するものである。
FSK方式の変調回路としては、従来より種々
のものが提案されている。
のものが提案されている。
第３図は従来使用されている所謂デイジタル方
式の変調回路の一例を示すブロツク線図であり、
３１は被変調信号の入力端子、３２は切換回路、
３５は所定周波数のクロツク信号を出力する発振
器、３６，３７は前置分周器、３８は主分周器、
３９はローパスフイルタ、４０は変調信号（正弦
波）の出力端子である。
式の変調回路の一例を示すブロツク線図であり、
３１は被変調信号の入力端子、３２は切換回路、
３５は所定周波数のクロツク信号を出力する発振
器、３６，３７は前置分周器、３８は主分周器、
３９はローパスフイルタ、４０は変調信号（正弦
波）の出力端子である。
前置分周器３６は発振器３５からのクロツク信
号を第１の分周比N1で分周し、前置分周器３７
は発振器３５からのクロツク信号を第２の分周比
N2で分周する。また、切換回路３２は入力端子
３１を介して加えられる被変調信号が“Ｈ”の時
はスイツチ３３の接点をＡ側にし、被変調信号が
“Ｌ”の場合はスイツチ３３の接点をＢ側にする。
従つて、被変調信号が“Ｈ”の場合には前置分周
器３６の出力信号（矩形波）が主分周器３８に加
えられ、被変調信号が“Ｌ”の場合には前置分周
器３７の出力信号（矩形波）が主分周器３８に加
えられることになる。主分周器３８は前置分周器
３６或いは前置分周器３７からの信号を所定の分
周比Ｎで分周してローパスフイルタ３９に加え、
これによりローパスフイルタ３９から被変調信号
の“Ｈ”、“Ｌ”に対応した周波数の正弦波が出力
される。
号を第１の分周比N1で分周し、前置分周器３７
は発振器３５からのクロツク信号を第２の分周比
N2で分周する。また、切換回路３２は入力端子
３１を介して加えられる被変調信号が“Ｈ”の時
はスイツチ３３の接点をＡ側にし、被変調信号が
“Ｌ”の場合はスイツチ３３の接点をＢ側にする。
従つて、被変調信号が“Ｈ”の場合には前置分周
器３６の出力信号（矩形波）が主分周器３８に加
えられ、被変調信号が“Ｌ”の場合には前置分周
器３７の出力信号（矩形波）が主分周器３８に加
えられることになる。主分周器３８は前置分周器
３６或いは前置分周器３７からの信号を所定の分
周比Ｎで分周してローパスフイルタ３９に加え、
これによりローパスフイルタ３９から被変調信号
の“Ｈ”、“Ｌ”に対応した周波数の正弦波が出力
される。
しかし上述した従来例は主分周器３８の出力信
号（矩形波）をローパスフイルタ３９に加えるこ
とにより、変調信号（正弦波）を得るようにして
いるため、次のような問題点がある。即ち、主分
周器３８の出力信号には、約−9.5dBmの３倍調
波成分及び約−14.0dBmの５倍調波成分が含まれ
ているものであるから〔但し、主分周器３８の出
力信号に含まれる基本波成分（正弦波成分）のレ
ベルを0dBmとする〕、不要送出レベルの基準を
満足させるためには、高域阻止特性の良い高価な
ローパスフイルタを使用する必要があり、従つて
装置が高価になる問題があつた。
号（矩形波）をローパスフイルタ３９に加えるこ
とにより、変調信号（正弦波）を得るようにして
いるため、次のような問題点がある。即ち、主分
周器３８の出力信号には、約−9.5dBmの３倍調
波成分及び約−14.0dBmの５倍調波成分が含まれ
ているものであるから〔但し、主分周器３８の出
力信号に含まれる基本波成分（正弦波成分）のレ
ベルを0dBmとする〕、不要送出レベルの基準を
満足させるためには、高域阻止特性の良い高価な
ローパスフイルタを使用する必要があり、従つて
装置が高価になる問題があつた。
また、第４図はアナログ方式と呼ばれている他
の従来例のブロツク線図であり、４１は被変調信
号の入力端子、４２，４８は切換回路、４３〜４
６はスイツチ、４７は比較器、４９はローパスフ
イルタ、５０は出力端子、５１はコンデンサ、５
２〜５５は抵抗である。尚、抵抗５２，５３の抵
抗値はそれぞれ異なるものであり、また抵抗５
４，５５の抵抗値もそれぞれ異なるものである。
の従来例のブロツク線図であり、４１は被変調信
号の入力端子、４２，４８は切換回路、４３〜４
６はスイツチ、４７は比較器、４９はローパスフ
イルタ、５０は出力端子、５１はコンデンサ、５
２〜５５は抵抗である。尚、抵抗５２，５３の抵
抗値はそれぞれ異なるものであり、また抵抗５
４，５５の抵抗値もそれぞれ異なるものである。
切換回路４２は入力端子４１を介して加えらえ
る被変調信号が“Ｈ”の場合はスイツチ４３，４
４の接点を共にＡ側にし、被変調信号が“Ｌ”の
場合はスイツチ４３，４４の接点を共にＢ側にす
る。比較器４７はコンデンサ５１の両端に現れる
電圧Vcと第１、第２の閾値がV1、V2（V1＞V2）
とを比較し、電圧Vcが第１の閾値V1以上となつ
てから第２の閾値V2以下になるまでの間はその
出力信号を“Ｌ”に保持し、電圧Vcが第２の閾
値V2以下になつてから第１の閾値V1以上になる
までの間はその出力信号を“Ｈ”に保持する。ま
た、切換回路４８は比較器４７の出力信号が
“Ｈ”の場合はスイツチ４５をオン状態、スイツ
チ４６をオフ状態にし、比較器４７の出力信号が
“Ｌ”の場合はスイツチ４５をオフ状態、スイツ
チ４６をオン状態にする。
る被変調信号が“Ｈ”の場合はスイツチ４３，４
４の接点を共にＡ側にし、被変調信号が“Ｌ”の
場合はスイツチ４３，４４の接点を共にＢ側にす
る。比較器４７はコンデンサ５１の両端に現れる
電圧Vcと第１、第２の閾値がV1、V2（V1＞V2）
とを比較し、電圧Vcが第１の閾値V1以上となつ
てから第２の閾値V2以下になるまでの間はその
出力信号を“Ｌ”に保持し、電圧Vcが第２の閾
値V2以下になつてから第１の閾値V1以上になる
までの間はその出力信号を“Ｈ”に保持する。ま
た、切換回路４８は比較器４７の出力信号が
“Ｈ”の場合はスイツチ４５をオン状態、スイツ
チ４６をオフ状態にし、比較器４７の出力信号が
“Ｌ”の場合はスイツチ４５をオフ状態、スイツ
チ４６をオン状態にする。
従つて、入力端子４１からの被変調信号が
“Ｈ”の場合は、抵抗５２、スイツチ４３，４５
を介して流れる充電電流によりコンデンサ５１が
充電され、その両端に現れる電圧Vcが第１の閾
値V1以上となるとコンデンサ５１の充電電荷は
スイツチ４６，４４、抵抗５４を介して放電され
る。そして、コンデンサ５１の両端に現れる電圧
Vcが第２の閾値V2以下となると再び抵抗５２、
スイツチ４３，４５を介して流れる充電電流によ
りコンデンサ５１が充電され、その両端に現れる
電圧Vcは次第に増加する。以上の動作が繰返し
行なわれることにより、コンデンサ５１の両端に
は抵抗５２，５４、コンデンサ５１の時定数に応
じた三角波が現れることになる。
“Ｈ”の場合は、抵抗５２、スイツチ４３，４５
を介して流れる充電電流によりコンデンサ５１が
充電され、その両端に現れる電圧Vcが第１の閾
値V1以上となるとコンデンサ５１の充電電荷は
スイツチ４６，４４、抵抗５４を介して放電され
る。そして、コンデンサ５１の両端に現れる電圧
Vcが第２の閾値V2以下となると再び抵抗５２、
スイツチ４３，４５を介して流れる充電電流によ
りコンデンサ５１が充電され、その両端に現れる
電圧Vcは次第に増加する。以上の動作が繰返し
行なわれることにより、コンデンサ５１の両端に
は抵抗５２，５４、コンデンサ５１の時定数に応
じた三角波が現れることになる。
また、入力端子４１からの被変調信号が“Ｌ”
の場合は、抵抗５３、スイツチ４３，４５を介し
て流れる充電電流によりコンデンサ５１が充電さ
れ、その両端に現れる電圧Vcが第１の閾値V1以
上となるとコンデンサ５１の充電電荷はスイツチ
４６，４４、抵抗５５を介して放電される。そし
て、コンデンサ５１の両端に現れる電圧Vcが第
２の閾値V2以下となると再び抵抗５３、スイツ
チ４３，４５を介して流れる充電電流によりコン
デンサ５１が充電され、その両端に現れる電圧
Vcは次第に増加する。以上の動作が繰返し行な
われることにより、コンデンサ５１の両端には抵
抗５３，５５、コンデンサ５１の時定数に応じた
三角波が現れることになる。
の場合は、抵抗５３、スイツチ４３，４５を介し
て流れる充電電流によりコンデンサ５１が充電さ
れ、その両端に現れる電圧Vcが第１の閾値V1以
上となるとコンデンサ５１の充電電荷はスイツチ
４６，４４、抵抗５５を介して放電される。そし
て、コンデンサ５１の両端に現れる電圧Vcが第
２の閾値V2以下となると再び抵抗５３、スイツ
チ４３，４５を介して流れる充電電流によりコン
デンサ５１が充電され、その両端に現れる電圧
Vcは次第に増加する。以上の動作が繰返し行な
われることにより、コンデンサ５１の両端には抵
抗５３，５５、コンデンサ５１の時定数に応じた
三角波が現れることになる。
そして、上述したようにして得られた三角波を
ローパスフイルタ４９を通すことにより、被変調
信号の“Ｈ”、“Ｌ”に対応した周波数の変調信号
（正弦波）が出力端子４０に得られる。
ローパスフイルタ４９を通すことにより、被変調
信号の“Ｈ”、“Ｌ”に対応した周波数の変調信号
（正弦波）が出力端子４０に得られる。
上述した実施例に於いては、三角波の基本波成
分のレベルを0dBmとすると、三角波に含まれる
３倍調波成分及び５倍調波成分はそれぞれ約−
19.0dBm、−28.0dBmとなり、第３図に示したデ
イジタル方式の実施例で用いたローパスフイルタ
３９よりも安価なローパスフイルタを使用しても
不要送出レベルの基準を満足させることができる
が次のような問題があつた。即ち、上述した実施
例に於いては、被変調信号の“Ｈ”、“Ｌ”に対応
した変調信号の周波数が抵抗５２〜５５、コンデ
ンサ５１の時定数により決定されるものであるか
ら、温度変化、経年変化等により変調波の周波数
が変動する問題があつた。
分のレベルを0dBmとすると、三角波に含まれる
３倍調波成分及び５倍調波成分はそれぞれ約−
19.0dBm、−28.0dBmとなり、第３図に示したデ
イジタル方式の実施例で用いたローパスフイルタ
３９よりも安価なローパスフイルタを使用しても
不要送出レベルの基準を満足させることができる
が次のような問題があつた。即ち、上述した実施
例に於いては、被変調信号の“Ｈ”、“Ｌ”に対応
した変調信号の周波数が抵抗５２〜５５、コンデ
ンサ５１の時定数により決定されるものであるか
ら、温度変化、経年変化等により変調波の周波数
が変動する問題があつた。
本発明は前述の如き問題点を解決したものであ
り、その目的は経済的な構成で、且つ温度変化等
に対しても安定な変調回路を提供することにあ
る。
り、その目的は経済的な構成で、且つ温度変化等
に対しても安定な変調回路を提供することにあ
る。
本発明は前述の如き問題点を解決するため、所
定周波数のクロツク信号を出力する発振器と、該
発振器からのクロツク信号をそれぞれ第１、第２
の分周比で分周する第１、第２の分周器と、被変
調信号の状態に応じて前記第１、第２の分周器の
出力信号の内の何れか一方を出力する切換手段
と、第１、第２の充電電流を出力する第１、第２
の充電回路と、第１、第２の放電電流が流れる第
１、第２の放電回路と、前記切換手段の出力信号
と前記被変調信号の状態とに基づいて、コンデン
サに前記第１、第２の充電回路或いは前記第１、
第２の放電回路の内の何れか１つを接続し、前記
コンデンサの両端に梯形波電圧を生じさせる制御
手段と、前記コンデンサの両端に現れる梯形波電
圧から基本波成分を取出すローパスフイルタとを
設けたものである。
定周波数のクロツク信号を出力する発振器と、該
発振器からのクロツク信号をそれぞれ第１、第２
の分周比で分周する第１、第２の分周器と、被変
調信号の状態に応じて前記第１、第２の分周器の
出力信号の内の何れか一方を出力する切換手段
と、第１、第２の充電電流を出力する第１、第２
の充電回路と、第１、第２の放電電流が流れる第
１、第２の放電回路と、前記切換手段の出力信号
と前記被変調信号の状態とに基づいて、コンデン
サに前記第１、第２の充電回路或いは前記第１、
第２の放電回路の内の何れか１つを接続し、前記
コンデンサの両端に梯形波電圧を生じさせる制御
手段と、前記コンデンサの両端に現れる梯形波電
圧から基本波成分を取出すローパスフイルタとを
設けたものである。
コンデンサの両端に現れる梯形波より基本波成
分を取出すものであるから、ローパスフイルタを
高域阻止特性の低いものとすることができる。ま
た、コンデンサの両端に現れる梯形波の周波数は
クロツク信号の周波数により定まるものであるか
ら、温度変化、平年変化等に対して装置を安定な
ものとすることができる。
分を取出すものであるから、ローパスフイルタを
高域阻止特性の低いものとすることができる。ま
た、コンデンサの両端に現れる梯形波の周波数は
クロツク信号の周波数により定まるものであるか
ら、温度変化、平年変化等に対して装置を安定な
ものとすることができる。
第１図は本発明の実施例のブロツク線図であ
り、１は被変調信号の入力端子、２，７は切換回
路、３は所定周波数のクロツク信号を出力する水
晶発振器等の発振器、４，５は前置分周器、６は
主分周器、８，９は定電流回路等からなる充電回
路、１０，１１は定電流回路等からなる放電回
路、１２はコンデンサ、１３はローパスフイル
タ、１４は変調信号の出力端子、１５〜１９はス
イツチである。
り、１は被変調信号の入力端子、２，７は切換回
路、３は所定周波数のクロツク信号を出力する水
晶発振器等の発振器、４，５は前置分周器、６は
主分周器、８，９は定電流回路等からなる充電回
路、１０，１１は定電流回路等からなる放電回
路、１２はコンデンサ、１３はローパスフイル
タ、１４は変調信号の出力端子、１５〜１９はス
イツチである。
また、第２図は第１図の動作説明図であり、以
下同図を参照して第１図の動作を説明する。
下同図を参照して第１図の動作を説明する。
前置分周器４は発振器３からのクロツク信号を
第１の分周比N1で分周し、前置分周器５は発振
器３からのクロツク信号を第２の分周比N2で分
周するものであり、切換回路２は入力端子１を介
して加えられる被変調信号が“Ｈ”の時はスイツ
チ１５，１６，１９の接点をＡ側にし、被変調信
号が“Ｌ”の場合はスイツチ１５，１６，１９の
接点をＢ側にするものである。また、主分周器６
はスイツチ１５を介して加えられる前置分周器４
或いは前置分周器５の出力信号を所定の分周比Ｎ
で分周して切換回路７に加えるものである。従つ
て、入力端子１に第２図Ａに示す被変調信号が加
えられたとすると、主分周器６の出力信号は同図
Ｂに示すものとなる。
第１の分周比N1で分周し、前置分周器５は発振
器３からのクロツク信号を第２の分周比N2で分
周するものであり、切換回路２は入力端子１を介
して加えられる被変調信号が“Ｈ”の時はスイツ
チ１５，１６，１９の接点をＡ側にし、被変調信
号が“Ｌ”の場合はスイツチ１５，１６，１９の
接点をＢ側にするものである。また、主分周器６
はスイツチ１５を介して加えられる前置分周器４
或いは前置分周器５の出力信号を所定の分周比Ｎ
で分周して切換回路７に加えるものである。従つ
て、入力端子１に第２図Ａに示す被変調信号が加
えられたとすると、主分周器６の出力信号は同図
Ｂに示すものとなる。
また、切換回路７は主分周器６の出力信号が
“Ｈ”の場合はスイツチ１７，１８をそれぞれオ
ン、オフ状態にし、主分周器６の出力信号が
“Ｌ”の場合はスイツチ１７，１８をそれぞれオ
フ、オン状態にするものであり、従つて主分周器
６より第２図Ｂに示す信号が加えられたとする
と、スイツチ１７，１８の状態はそれぞれ同図
Ｃ，Ｄに示すものとなる。
“Ｈ”の場合はスイツチ１７，１８をそれぞれオ
ン、オフ状態にし、主分周器６の出力信号が
“Ｌ”の場合はスイツチ１７，１８をそれぞれオ
フ、オン状態にするものであり、従つて主分周器
６より第２図Ｂに示す信号が加えられたとする
と、スイツチ１７，１８の状態はそれぞれ同図
Ｃ，Ｄに示すものとなる。
また、充電回路８，９はそれぞれ第１、第２の
充電電流Ic1、Ic2をコンデンサ１２に供給するも
のであり、放電回路１０，１１はそれぞれ第１、
第２の放電電流Id1、Id2を流すものである。尚、
本実施例に於いてはψがπ／３となるように、コ
ンデンサ１２の容量及び放電、充電電流Ic1、
Ic2、Id1、Id2が定められているものとする。従
つて、入力端子１に第２図Ａに示す被変調信号が
加えられたとすると、コンデンサ１２の両端に
は、同図Ｅに示すような、被変調信号の“Ｈ”、
“Ｌ”に対応した周波数を有する梯形波電圧Vcが
現れる。そして、これをローパスフイルタ１３を
通すことにより、同図Ｆに示すような被変調信号
の“Ｈ”、“Ｌ”に対応した周波数を有する変調信
号（正弦波）が得られる。
充電電流Ic1、Ic2をコンデンサ１２に供給するも
のであり、放電回路１０，１１はそれぞれ第１、
第２の放電電流Id1、Id2を流すものである。尚、
本実施例に於いてはψがπ／３となるように、コ
ンデンサ１２の容量及び放電、充電電流Ic1、
Ic2、Id1、Id2が定められているものとする。従
つて、入力端子１に第２図Ａに示す被変調信号が
加えられたとすると、コンデンサ１２の両端に
は、同図Ｅに示すような、被変調信号の“Ｈ”、
“Ｌ”に対応した周波数を有する梯形波電圧Vcが
現れる。そして、これをローパスフイルタ１３を
通すことにより、同図Ｆに示すような被変調信号
の“Ｈ”、“Ｌ”に対応した周波数を有する変調信
号（正弦波）が得られる。
ここで、コンデンサ１２の両端に現れる電圧
Vcをフーリエ展開すると、 Vc＝V／ψπ｛sin（2n＋１）・／（2n＋１）2 ・sin（2n＋１）ωt｝ （ｎ＝０、１、２、……） となる。また、前述したように、本実施例ではψ
＝π／３となるように、コンデンサ１２の容量及
び放電、充電電流Ic1、Ic2、Id2、Id2を設定して
いるものであるから、Vcの基本波成分を0dBmと
して、その３倍、５倍調波成分を求めると、３倍
調波成分は全く存在せず、５倍調波成分は約−
28.0dBmとなる。これから判るように、本実施例
によれば第３図、第４図に示した従来例に比較し
て３倍、５倍調波成分を少ないものとすることが
できるものであるから、高域阻止特性の低い簡便
なローパスフイルタを使用しても、不要送出レベ
ルの基準を満足させることができ、従つて本実施
例によれば装置を経済的に構成することができ
る。また、更に、コンデンサ１２の両端に現れる
梯形波電圧の周波数は水晶発振器等の発振器３か
ら出力されるクロツク信号によつて定められるも
のであるから、第４図に示した従来例に比較して
温度変化、経年変化等に対して装置を安定なもの
とすることができる。
Vcをフーリエ展開すると、 Vc＝V／ψπ｛sin（2n＋１）・／（2n＋１）2 ・sin（2n＋１）ωt｝ （ｎ＝０、１、２、……） となる。また、前述したように、本実施例ではψ
＝π／３となるように、コンデンサ１２の容量及
び放電、充電電流Ic1、Ic2、Id2、Id2を設定して
いるものであるから、Vcの基本波成分を0dBmと
して、その３倍、５倍調波成分を求めると、３倍
調波成分は全く存在せず、５倍調波成分は約−
28.0dBmとなる。これから判るように、本実施例
によれば第３図、第４図に示した従来例に比較し
て３倍、５倍調波成分を少ないものとすることが
できるものであるから、高域阻止特性の低い簡便
なローパスフイルタを使用しても、不要送出レベ
ルの基準を満足させることができ、従つて本実施
例によれば装置を経済的に構成することができ
る。また、更に、コンデンサ１２の両端に現れる
梯形波電圧の周波数は水晶発振器等の発振器３か
ら出力されるクロツク信号によつて定められるも
のであるから、第４図に示した従来例に比較して
温度変化、経年変化等に対して装置を安定なもの
とすることができる。
以上説明したように、本発明は、所定周波数の
クロツク信号を出力する水晶発振器等からなる発
振器と、該発振器からのクロツク信号をそれぞれ
第１、第２の分周比で分周する第１、第２の分周
器と、被変調信号の状態に応じて前記第１、第２
の分周器の出力信号の内の何れか一方を出力する
切換回路２、スイツチ１５等からなる切換手段
と、第１、第２の充電電流を出力する第１、第２
の充電回路と、第１、第２の放電電流が流れる第
１、第２の放電回路と、前記切換手段の出力信号
と前記被変調信号の状態とに基づいて、コンデン
サに前記第１、第２の充電回路或いは前記第１、
第２の放電回路の内の何れか１つを接続し、前記
コンデンサの両端に梯形波電圧を生じるさせる切
換回路２，７、主分周器６等からなる制御手段
と、前記コンデンサの両端に現れる梯形波電圧か
ら基本波成分を取出すローパスフイルタとを設け
たものであり、コンデンサの両端に現れる梯形波
より基本波成分を取出すものであるから、高域阻
止特性の低い安価なローパスフイルタを使用する
ことができ、従つて装置を経済的に構成すること
ができる利点がある。また、コンデンサの両端に
現れる梯形波の周波数はクロツク信号の周波数に
より決るものであるから、温度変化、平年変化等
に対して装置を安定なものとすることができる利
点もある。
クロツク信号を出力する水晶発振器等からなる発
振器と、該発振器からのクロツク信号をそれぞれ
第１、第２の分周比で分周する第１、第２の分周
器と、被変調信号の状態に応じて前記第１、第２
の分周器の出力信号の内の何れか一方を出力する
切換回路２、スイツチ１５等からなる切換手段
と、第１、第２の充電電流を出力する第１、第２
の充電回路と、第１、第２の放電電流が流れる第
１、第２の放電回路と、前記切換手段の出力信号
と前記被変調信号の状態とに基づいて、コンデン
サに前記第１、第２の充電回路或いは前記第１、
第２の放電回路の内の何れか１つを接続し、前記
コンデンサの両端に梯形波電圧を生じるさせる切
換回路２，７、主分周器６等からなる制御手段
と、前記コンデンサの両端に現れる梯形波電圧か
ら基本波成分を取出すローパスフイルタとを設け
たものであり、コンデンサの両端に現れる梯形波
より基本波成分を取出すものであるから、高域阻
止特性の低い安価なローパスフイルタを使用する
ことができ、従つて装置を経済的に構成すること
ができる利点がある。また、コンデンサの両端に
現れる梯形波の周波数はクロツク信号の周波数に
より決るものであるから、温度変化、平年変化等
に対して装置を安定なものとすることができる利
点もある。
第１図は本発明の実施例のブロツク線図、第２
図は第１図の動作説明図、第３図、第４図はそれ
ぞれ異なる従来例のブロツク線図である。 １は入力端子、２，７は切換回路、３は発振
器、４，５は前置分周器、６は主分周器、８，９
は充電回路、１０，１１は放電回路、１２はコン
デンサ、１３はローパスフイルタ、１４は出力端
子、１５〜１９はスイツチである。
図は第１図の動作説明図、第３図、第４図はそれ
ぞれ異なる従来例のブロツク線図である。 １は入力端子、２，７は切換回路、３は発振
器、４，５は前置分周器、６は主分周器、８，９
は充電回路、１０，１１は放電回路、１２はコン
デンサ、１３はローパスフイルタ、１４は出力端
子、１５〜１９はスイツチである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 所定周波数のクロツク信号を出力する発振器
と、 該発振器からのクロツク信号をそれぞれ第１、
第２の分周比で分周する第１、第２の分周器と、 被変調信号の状態に応じて前記第１、第２の分
周器の出力信号の内の何れか一方を出力する切換
手段と、 第１、第２の充電電流を出力する第１、第２の
充電回路と、 第１、第２の放電電流が流れる第１、第２の放
電回路と、 前記切換手段の出力信号と前記被変調信号の状
態とに基づいて、コンデンサに前記第１、第２の
充電回路或いは前記第１、第２の放電回路の内の
何れか１つを接続し、前記コンデンサの両端に梯
形波電圧を生じさせる制御手段と、 前記コンデンサの両端に現れる梯形波電圧から
基本波成分を取出すローパスフイルタとを備えた
ことを特徴とする変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10556085A JPS61264845A (ja) | 1985-05-17 | 1985-05-17 | 変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10556085A JPS61264845A (ja) | 1985-05-17 | 1985-05-17 | 変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61264845A JPS61264845A (ja) | 1986-11-22 |
| JPH0353824B2 true JPH0353824B2 (ja) | 1991-08-16 |
Family
ID=14410926
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10556085A Granted JPS61264845A (ja) | 1985-05-17 | 1985-05-17 | 変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61264845A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005286774A (ja) * | 2004-03-30 | 2005-10-13 | Sanyo Electric Co Ltd | 伝送信号生成装置 |
-
1985
- 1985-05-17 JP JP10556085A patent/JPS61264845A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61264845A (ja) | 1986-11-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |