JPH0353870B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕 本発明は、サーボアンプに用いられるDC／DC
コンバータのPWMモジユレータの制御方法に関
する。 〔従来の技術〕 従来からの単相PWM（パルス幅変調）DC／
DCサーボアンプの構成を表わす略線図を第１図
に示す。 サーボアンプ１０３は制御開閉素子X₁，₁，
X₂，₂がブリツジ状にしてなり、これに電源１
０１と負荷１０２が接続されている。Ｅは電源電
圧、ｅは負荷への出力電圧、ｉは出力電流であ
り、制御開閉素子X₁，₁，X₂，₂への制御出力
信号をx₁，₁，x₂，₂としたとき（x₁，x₂）のと
り得る状態は、１をオン、０をオフとすれば
（０，０）、（１，０）、（１，１）、（０，１）の４
モードである。 x₁＝０なら₁＝１、 x₁＝１なら₁＝０であり x₂＝１なら₂＝１、 x₂＝１なら₂＝０である。 なお、ここでいうフリツプフロツプ（襷掛け）
PWM方式とは、第１図に示す単相ブリツジ状に
結線された一方のアームで縦続接続した制御開閉
素子x₁，₁と、他方のアームで縦続接続した制御
開閉素子x₂，₂との素子の開閉の相互関係が次ぎ
のようになされるPWM方式である。 x₁と₂を同時にオン、オフし、x₂と₁を同時に
オン、オフするとともに、しかもx₁と₁は交互に
オン、オフしてこのサーボアンプを駆動する
PWM方式であり、従つて状態で表すと（１，
０）、（０，１）の２つの状態しかとらない手段
で、そこで同時にオンする２個のx₁と₂およびx₂
と₁を対角線状に直線で結ぶとあたかも襷掛け状
を呈する制御方法である。 さらに、いわゆるフリーホイールPWM方式と
は、先のフリツプフロツプ（襷掛け）PWM〔い
わゆるフイードバツクモードのみ〕とは異なり、
４つの状態を作り出すような駆動方式である。所
用の出力を得るための制御信号が規準となる規準
対称三角波電圧と比較するPWM変調の殆どはこ
の方式をとり、何故フリーホイールPWMと呼ん
だかは、第１図に示す単相ブリツジ状に結線され
た一方のアームのx₁，₁と、他方のアームのx₂，
x₂との素子の開閉の相互関係が、襷掛けPWMモ
ードの２つのモードに加えてx₁とx₂が同時にオン
し₁，₂同時にオフする第三のモードと₁と₂が
同時にオンしx₁，x₂が同時にオフする第四のモー
ドのさらなる２つのモードからなる４つのモード
を持つ制御方法である。 因みに第３のモードと第４のモードのときは電
源とは無関係となり、負荷からx₁，₁，x₂，₂の
制御開閉素子の順方向とは逆方向に電流が流れる
側路をなすように制御開閉素子に並列に接続され
たダイオード〔負荷エネルギについてフリーホイ
ール効果を働く〕の一つと、x₁，₁，x₂，₂のい
ずれか一つとが形成する閉回路を負荷に蓄積され
たエネルギである循環電流が流れるという、負荷
エネルギが素子とダイオードで短絡されたモード
でいわゆるフリーホイール現象がみられ、フリー
ホイールモードとしては（０，０）、（１，１）で
ある。 〔発明が解決しようとする課題〕 ところで、従来のフリツプフロツプ（襷掛け）
PWM方式は、不感帯がないが、電流の脈動が大
きく、平滑リアクトル、直流コンデンサが大きく
なり、また負荷モータの騒音やサーボロツク時の
発熱を大きくする欠点がある。 また、一般的に制御開閉素子の代表格であるパ
ワートランジスタは、オフ信号を入れてもすぐに
はオフできないキヤリヤのストレージ（storage）
時間ｔ stgというものがあるから、単相ブリツ
ジ状に結線されたアームに加える信号を交互にオ
ン・オフさせると、ターンオフ時間ｔ onが約
1μms程度と短いので、ストレージ時間ｔ stgの
時間帯〔数10μms〕は短絡してしまう。 従つて、パワートランジスタの駆動信号にはス
トレージ時間ｔ stgのバラツキの安全サイドを
選んで、オンデイレイ（on delay）時間を設け
てある。ところが、パワートランジスタにはスト
レージ時間ｔ stgの短いものもあり、結果とし
てアームのパワートランジスタが交互にオン・オ
フしているのではなく、微小時間は１つのアーム
の上・下の両方のパワートランジスタともオフし
ているモードができてしまう。この微小時間を不
感帯というが、従来のフリーホイールPWM方式
は全くこの逆で不感帯が大きくなる難点がある。 ここにおいて本発明は、これら従来技術の隘路
を打開した単相PWMモジユレータの制御方法を
提供することをその目的とする。 〔課題を解決するための手段〕 上記目的を達成するために、本発明は、 各制御開閉素子への制御出力信号の合成にあた
つて、基準対称三角波電圧e_Tと入力信号電圧e_Oを
比較して制御出力信号を出力する単相PWMモジ
ユレータにおいて、 基準対称三角波電圧e_Tの微分値に比例した方形
波である一定の振幅EDを持つたデイザ（摂動）
電圧e_Dを適用して、このデイザ電圧e_Dを入力信号
電圧e_Oに重畳して制御出力信号を制御する、 すなわち基準対称三角波電圧e_Tの時間について
の微分で三角波電圧の増加あるいは減少の傾向に
対応しながらデイザ電圧e_Dの振幅E_Dを調整しつ
つ、 さらに換言すれば、その時々刻々変わる基準対
称三角波電圧e_Tの微分波形に比例したデイザ電圧
e_Dを、入力信号電圧e_Oに加えることでバイアス的
な補償を行うよにする 単相PWMモジユレータの制御方法である。 〔作用〕 本発明は、上記の制御方法であるから、 単相PWMモジユレータにおける制御出力の電
流の脈動・騒音・不感帯が解消する。 〔実施例〕 以下、図面に示す実施例について説明する。 すべての図面において同一符号は同一要素を示
す。 第２図は、本発明の一実施例のブロツク図で、
フリツプフロツプ方式を基準にしたデイザ電圧重
畳PWM方式の信号回路図である。 ４と５は加算器で（入力信号電圧e_O＋デイザ電
圧e_D）と（e_O−e_D）の演算を行ない、６と７は比
較器で加算器４と５加算演算結果と基準対称三角
波電圧e_Tとの比較を行ない、８は位相反転器で比
較器７の制御出力信号の電圧位相を反転する。 このような回路構成から、 制御出力信号x₁について e_O＋e_D＞e_Tのときx₁＝１〔オン〕とし e_O＋e_D＜e_Tのときx₁＝０〔オフ〕とするととも
に、 制御出力信号x₂について e_O−e_D＞e_Tのときx₂＝０とし e_O−e_D＜e_Tのときx₂＝０とするように制御出力
信号x₁およびx₂が出力され、第４図に示すように
パルス幅T₁₀，T₀₁，T₀₀，T₁₁が決まる。 ここにT₁₀，T₀₁，T₀₀，T₁₁は （x₁，x₂）＝（１，０）、（０，１）、（０，０）、
（１，１） の期間である。 第３図は、本発明の他の実施例のブロツク図
で、フリーホイール方式を基準にしたデイザ電圧
重畳PWM方式の信号回路図である。 先の第２図の場合と同様に、このような回路構
成から、 制御出力信号x₁について e_O＋e_D＞e_Tのときx₁＝１〔オン〕とし e_O＋e_D＜e_Tのときx₁＝０〔オフ〕とするととも
に、 制御出力信号x₂について −e_O−e_D＞e_Tのときx₂＝０とし −e_O−e_D＜e_Tのときx₂＝０とするように制御出
力信号x₁およびx₂が出力され、第５図に示すよう
にパルス幅T₁₀，T₀₁，T₀₀，T₁₁が決まる。 第４図において、デイザ電圧e_Dを入力信号電圧
e_Oに重畳したことにより、 制御出力信号x₁は e_D＝０の場合に比べてＴ／４・E_D／E_T遅れる。 ここに、Ｔは基準対称三角波e_Tの周期、 E_Dは入力信号電圧e_Oのピーク値、 E_Tは基準対称三角波e_Tのピーク値である。 制御出力信号x₂はＴ／４・E_D／E_T進む。 従つて、デイザ電圧e_Dを重畳すると制御出力信
号x₁とx₂の間にＴ／４・E_D／E_T×２＝Ｔ／２・E_D／E_Tの
時間 差が生ずる。 入力信号電圧e_O＝０のとき、x₁とx₂が時間的に
ずれていると、その間（１，０）と（０，１）の
モードを生じる。出力電圧ｅは ｅ＝Ｅ１／Ｔ（T₁₀−T₀₁） ただし、Ｔ＝T₀₀＋vT₁₁＋T₁₀＋T₀₁として表わ
される。 デイザ電圧e_D＝０であると、入力信号電圧e_O＝
０の時はT₁₀＝T₀₁＝０となり、 （１，１）と（０，０）のモードしか生じない。 入力信号電圧e_Oが側に増えるとT₁₀（＋Ｅの期
間）が大となり、T₀₁（−Ｅの期間）が小になる。
入力信号電圧e_Oが側に増えるとこの逆である。 更に、入力信号電圧e_Oが増えるとT₀₁（−Ｅの期
間）は零になり、そこにT₀₁（＋Ｅの期間）が現
われる。 このように一周期Ｔの中にT₁₀が２度生じる
が、この幅はお互いに等しくない。 更に入力信号電圧e_Oが増えると、これらのT₁₀
はどちらも同じ速さで大きくなり最後にはつなが
つてしまう。 入力信号電圧e_Oに対する出力ｅをデイザ電圧振
幅E_Dをパラメータにして表わした特性を第６図
に示す。 E_D／E_T＞１つまり入力する信号電圧のピーク
値〔デイザ電圧振幅〕E_Dが基準対称三角波電圧
のピーク値E_Tより大きいと、例えば第６図で
E_D／E_T＝1.2の特性曲線で示すように、不感帯が
生ずる。 この第６図における各入出力特性線図を、デイ
ザ電圧振幅〕E_Dと基準対称三角波電圧振幅E_Tの
比をパラメータにして、逐次説明する。 第６Ａ図はE_D／E_T＝０の場合である。 つまり、従来のようにデイザ電圧e_Dがないとき
の制御である。 第６Ａ図ａは基準対称三角波電圧e_Tに対応する
各入力信号電圧e_Oの電圧レベルを表している。 以下、とくに明記しない限り各図の横軸は時間
（位相）、縦軸は電圧の、ある〔１〕、なし

〔０〕
を示す。 入力信号電圧e_Oの波高値と基準対称三角波電圧
振幅E_Tとの比e_O／E_T＝1.0〜−1.0の状態を表わす
タイムチヤートである。 これらの各電圧レベルと基準対称三角波電圧e_T
と交わる点が第６Ａ図ｂ〜第６Ａ図ｆでの電圧波
形の変化点となる。 第６Ａ図ｂは入力信号電圧e_Oでないときであ
り、制御出力信号x₁，x₂は同期して１，０を繰り
返して、出力〔x₁−x₂〕としては零である。 第６Ａ図ｃは入力信号電圧e_Oが基準対称三角波
電圧振幅E_Tの半分、e_O／E_T＝0.5のときである。 第６Ａ図ｄは入力信号電圧e_Oが基準対称三角波
電圧E_Tと同じe_O／E_T＝１ときである。 第６Ａ図ｅは負荷から電源へ逆に電力が与えら
れる、例えば運転中負荷を制動するさいで、入力
信号電圧e_Oが基準対称三角波電圧振幅E_Tの半分、
e_O／E_T＝−0.5のときである。 第６Ａ図ｆは負荷から電源へ逆に電力が与えら
れ、入力信号電圧e_Oが基準対称三角波電圧振幅E_T
と同じe_O／E_T＝−１のときである。 第６Ａ図ｇは上記第６Ａ図ｂ〜第６Ａ図ｆをま
とめた特性線６ｇの入力〔e_O／E_T〕出力〔T₁₀／
Ｔ〕特性線図である。 第６Ｂ図〜第６Ｄ図は本発明になるデイザ電圧
e_Dがあるときの制御特性図〔タイムチヤート〕で
ある。 第６Ｂ図はE_D／E_T＝0.5の場合である。 第６Ｂ図ａはe_O／E_T＝０のときの入力波形を６
０１（細線）で表し、e_O／E_T＝1.0のときの入力
波形を６０２（太線）で示す。 第６Ｂ図ｂはe_O／E_T＝０のときの制御出力信号
x₁，x₂ならびに出力〔T₁₀／Ｔ〕の電圧波形図で
ある。 第６Ｂ図ｃはe_O／E_T＝0.5のときの制御出力信
号x₁，x₂ならびに出力の電圧波形図である。 なお、第６Ｂ図ｇはこのさいの波形演算を表し
〔点線波形は制動時を示し、以下同じ。〕、第６Ｂ
図c′は第６Ｂ図ｃの一部である。第６Ｂ図ｄは
e_O／E_T＝1.0のときの制御出力信号x₁，x₂ならび
に出力の電圧波形図である。 また、第６Ｂ図ｈはこのさいの波形演算を表
し、第６Ｂ図d′は第６Ｂ図ｄの一部であり、制御
出力信号x1の立ち上がりのエツジは伸びない
〔第６Ｂ図c′についても同じである〕。 第６Ｂ図ｅはe_O／E_T＝1.5のときの制御出力信
号x₁，x₂ならびに出力の電圧波形図である。 そして、第６Ｂ図ｊはこのさいの波形演算を表
し、第６Ｂ図ｅは第６Ｂ図ｅの一部である。 第６Ｂ図ｅはe_O／E_T＝1.5のときの制御出力信
号x₁，x₂ならびに出力の電圧波形図である。 第６Ｂ図ｆは上記第６Ｂ図ｂ〜第６Ｂ図ｃをま
とめた特性折線６ｂの入力〔e_O／E_T〕出力
〔T₁₀／Ｔ〕特性折線図である。 このように、デイザ電圧e_Dの電圧レベルE_dが基
準対称三角波電圧e_Tのピーク値E_Tを越えると、入
力が増加してもパルスは一方にしか伸びないので
ゲインが1/2となる。 第６Ｃ図はE_D／E_T＝1.0の場合である。 第６Ｃ図ａはe_O／E_T＝０のときの入力波形演算
図であり、第６Ｃ図ｂはそのさいの制御出力信号
x₁，x₂ならびに出力の電圧波形図である。 第６Ｃ図ｃはe_O／E_T＝1.0のときの入力波形演
算図であり、第６Ｃ図ｄはそのさいの制御出力信
号x₁，x₂ならびに出力の電圧波形図である。 しかして、第６Ｃ図ｂと第６Ｃ図ｄで矢印で示
すように、e_O／E_T＝０〜1.0の範囲は、出力のう
ち正側〔運転側〕の半周期はつねに出力して固定
（つまり制御出力信号x₂とx₁の立ち下がりは固定）
され、他の半周期において出力が変化（制御出力
信号x₂とx₁の立ち上りは矢印に移動）する。第６
Ｃ図ｂに示されるように出力の負側のパルスが両
側から縮まることになるが、正側のパルスは伸び
ないのでゲインは1/2である。 同様に、e_O／E_T＝1.0〜2.0の範囲では、出力の
パルスが両側に伸びるが、固定のパルスがあるの
でやはりゲインは1/2である。 第６Ｃ図ｅはe_O／E_T＝2.0のときの入力波形演
算図であり、第６Ｃ図ｆはそのさいの制御出力信
号x₁，x₂ならびに出力の電圧波形図である。 第６Ｃ図ｇはe_O／E_T＝2.0〜０〜−2.0のときの
出力〔X₁−X₂〕の電圧波形の変化の推移を表す
図である。 そして、第６Ｃ図ｈは上記第６Ｃ図ａ〜第６Ｃ
図ｇをまとめた特性線６ｃの入力〔e_O／E_T〕出力
〔T₁₀／Ｔ〕特性線図である。 第６Ｄ図はE_D／E_T＝1.2の場合である。 第６Ｄ図ａはe_O／E_T＝０のときの入力波形演算
図であり、第６Ｄ図ｂはそのさいの制御出力信号
x₁，x₂ならびに出力の電圧波形図である。 第６Ｄ図ｃはe_O／E_T＝0.2のときの入力波形演
算図であり、第６Ｄ図ｄはそのさいの制御出力信
号x₁，x₂ならびに出力の電圧波形図である。 ところで、第６Ｄ図ｅはe_O／E_T＝2.2のときの
入力波形演算図であり、第６Ｄ図ｆはそのさいの
制御出力信号x₁，x₂ならびに出力の電圧波形図で
ある。 このようにして、第６Ｄ図ｇは上記第６Ｄ図ａ
〜第６Ｄ図ｆをまとめた特性折線６ｄの入力
〔e_O／E_T〕出力〔T₁₀／Ｔ〕特性線図である。 すなわち、e_O／E_T＝−0.2〜0.2の間は、パルス
の変化がないので出力の状態は一定となる。 つまり、入力が変化しても出力の平均値は零で
いわゆる不感帯がある。 また、この第６Ｄ図の場合も第６Ｃ図の場合の
動作と同様に、ゲインは1/2となる。 そして、｜e_O／E_T｜＜｜E_D／E_T｜では一周期に
T₁₀とT₀₁を一緒に含む循環モード〔いわゆるフ
リーホイールモード〕、それ以上はT₁₀または T₀₁のみしか含まない往復モード〔いわゆる襷
掛けモード〕となる。 さきの一実施例で述べたフリツプフロツプ方式
を基準にしてデイザ電圧e_Dを重畳した方式は、こ
のようなモードの切代わり点はなく、最後まで循
環モードである。 ６１〜６３、６１′〜６３′はその循環モードと
往復モードの切代わり点を示す。 以上、第６Ａ図ないし第６Ｄ図による図形解析
から、第６図の特性線図の成り立ちが理解され
る。 制御開閉素子をパワートランジスタとしたとき
そのターンオフ時間T_OFFを考慮して、アーム短絡
を防ぐためにこれより長いオンデイレイ時間を設
定するが、このためe_O＝０附近で、往復モードの
場合T_OFF程度の不感帯T_dzを生ずる。そこでE_D／
E_T≧T_dz／Ｔとすればe_O＝０附近で循環モードに
なるので、この不感帯を完全に除くことができ
る。 さらに他の実施例として、基準対称三角波を二
つ用いてその間にＴ／２・E_D／E_Tの相差をとれば、以 上に述べたデイザ電圧e_Dを加えたのと同じような
特性を得ることができる。 ただし、２つの任意相差の基準対称三角波を作
ることは回路が複雑になる。これに対しデイザ電
圧e_Dの振幅E_Dを任意に変えることは容易である。
このことは、マイコンやLSIでデイジタルPWM
モジユレータを構成する場合も同じことである。
ここではサーボアンプの電圧不感帯を除くための
デイザ電圧e_Dの与え方を主に述べたが、工作機送
り機構の中に存在するバツクラツシユやスキツプ
スリツプなどの不感帯を除くためのデイザを
PWMキヤリヤ周期の数倍の適当な周波数で、こ
のPWMのところに加えることも有効である。こ
のように二つの相差を持つ基準対称三角波をつく
る方式よりもデイザ電圧重畳方式の方がフレキシ
ビリテイがある。デイザ電圧e_Dの制御は、ゲイ
ン、不感帯、モード、電流脈動率の状況に応じた
切替えを可能にし、自由度を増す。 〔発明の効果〕 かくして、本発明によれば、デイザ電圧を基準
対称三角波電圧の時間につての微分値に比例させ
る、つまり基準対称三角波電圧の微分波形は例え
ば演算増幅器を用いた基準対称三角波電圧発生回
路にはすでに微分値が作られているから、それは
ハード的に簡単であり、このデイザ電圧の新たな
適用により不感帯のない新しい制御方式が実現さ
れ、電流脈動率は極めて少なくなり、スイツチン
グ周波数は同じでよい。 しかも、加わる電磁エネルギは少なくなるから
大幅な騒音の減少が期待できる。 さらに、フリーホイール方式に比べると不感帯
がないので、ターンオフタイムの大きい制御開閉
素子を高いキヤリヤ周波数で使える利点がある。 また、平滑直流コンデンサやリアクトルの容量
を小さくできるから、コンバータのコストダウン
とコンパクト化が計れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明が適用される制御系のブロツク
図、第２図は本発明の一実施例におけるフリツプ
フロツプ方式を基準にしたデイザ電圧重畳PWM
方式の信号回路図、第３図は本発明の他の実施例
におけるフリーホイール方式を基準にしたデイザ
電圧重畳PWM方式の信号回路図、第４図は第２
図の信号制御による電圧波形図、第５図は第３図
の信号制御による電圧波形図、第６図はデイザ電
圧振幅EDと基準対称三角波振幅ETの比をパラメ
ータにしたPWM入出力特性図、第６Ａ図ないし
第６Ｄ図は第６図の解析説明図である。 １０１……電源、１０２……負荷、１０３……
サーボアンプ、４，５……加算器、６，７……比
較器、８……位相反転器、６１〜６３、６１′〜
６３′……循環モードと往復モードの切代わり点、
Ｅ……電源電圧、X₁，₁，X₂，₂……制御開閉
素子、x₁，₁，x₂，₂……それらへの制御出力信
号、ｅ……負荷への出力電圧、ｉ……負荷の出力
電流、T₀₁，T₁₁，T₁₀，T₀₀……モード（x₁，x₂）
＝（０，１）、（１，１）、（１，０）、（０，０）の
期間（１はオン、０はオフ）、e_O……入力信号電
圧、e_D……デイザ電圧、E_D……デイザ電圧e_Dの振
幅、e_T……基準対称三角波電圧、E_T……基準対称
三角波電圧e_Tの振幅。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 基準対称三角波電圧e_Tと入力信号電圧e_Oを比
   較し制御出力信号を出力するPWMモジユレータ
   において、 前記基準対称三角波電圧e_Tの時間についての微
   分値に比例した方形波である一定の振幅E_Dをも
   つたデイザ電圧e_Dを用い、 このデイザ電圧e_Dを前記入力信号電圧e_Oに重畳
   して、 前記制御出力信号を制御する ことを特徴とする単相PWMモジユレータの制御
   方法。 ２ 単相ブリツジ状に結線され電源に対し相互に
   並列にかつ相隣るように接続された第１の制御開
   閉素子および第２の制御開閉素子への制御出力信
   号をx₁およびx₂ならびに１，０をオン，オフとす
   るとき、 e_O＞e_Tならばx₁＝１、 e_O＜e_Tならばx₁＝０ −e_O＞e_Tならばx₂＝１、 −e_O＜e_Tならばx₂＝０ とするフリーホイール式PWMにおいて、 e_O＋e_D＞e_Tならばx₁＝１、 e_O＋e_D＜e_Tならばx₁＝０ −e_O−e_D＞e_Tならばx₂＝１、 −e_O−e_D＜e_Tならばx₂＝０ とする 特許請求の範囲第１項記載の単相PWMモジユレ
   ータの制御方法。 ３ e_O＞e_Tならx₁＝１、x₂＝０、 e_O＜e_Tならx₁＝０、x₂＝１ とするフリツプフロツプ式PWMにおいて、 e_O＋e_D＞e_Tならx₁＝１、 e_O＋e_D＜e_Tならx₁＝０ e_O−e_D＞e_Tならx₂＝０、 e_O−e_D＜e_Tならx₂＝１ とする 特許請求の範囲第１項記載の単相PWMモジユレ
   ータの制御方法。