JPH035593B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電子楽音発生器に関するものであり、
更に詳しく言うと単一のタイミングクロツクから
すべての楽音を発生させるための改良に関する。

デイジタル回路論理を用いた鍵盤作動式電子楽
音発生器は周知である。米国特許第3515792号記
載のデイジタルオルガンおよび米国特許第
4085644号（特開昭52−027621号）記載の複音シ
ンセサイザのような種類のデイジタル楽音発生器
を実施するにあたつては、ストレージメモリ内に
ある波形データをアドレスするために１セツトの
可変周波数タイミングクロツク源が必要である。

米国特許第4085644号（特開昭52−027621号）
には、複数の楽音発生器が具備されており、その
各楽音発生器が主データリストから楽音をつくり
出す鍵盤楽器が記述されている。主データリスト
は、発生する楽音の１サイクルに沿つて等間隔で
配置されている振幅値からなつている。各楽音発
生器の主データリストは、シフトレジスタに記憶
されている。振幅値は、発生する楽音の基本周波
数に正比例するシフト周波数で、レジスタからＤ
−Ａ変換器へシフトアウトされる。

米国特許第4085644号（特開昭52−027621）に
記載されているように、シフト周波数は可変周波
数発振器から導出される。発振器の周波数は、楽
器の鍵盤スイツチを作動させることによつて選択
的に制御される。割当回路は作動されたスイツチ
識別をメモリ中に楽音として記憶し、作動された
スイツチに楽音発生器を割当てる。楽音識別はア
ドレス可能な周波数制御ナンバーを別々に記憶す
るメモリのアドレスとして働く。

発振器の周波数は、作動された鍵盤スイツチに
応答してメモリから読出された周波数制御ナンバ
ーによりセツトされる。楽器の各楽音発生器はそ
れぞれ自己の発振器をもつている。この配置によ
つて多数の楽音を同時に発生させることができ
る。各楽音を、和音を奏する場合のように、異な
つたピツチ又は周波数とすることができる。多数
の発振器の制御方法は、周波数ナンバークロツク
装置と題する米国特許第4067254号に詳述してあ
る。鍵盤上に作動させた鍵スイツチを楽音発生器
へ割当てる方法は、鍵盤スイツチ検出・割当装置
と題する米国特許第4022098号（特開昭52−
044626）に記述してある。

１セツトの可変周波数発振器を使用する場合に
出会う１つの重大な問題は、楽器を正しく調律し
た状態に保たねばならないということである。各
発振器は楽器の鍵盤上に全音域に対するすべての
必要とされる周波数を正確に再生しなければなら
ない。残念なことに、可変周波数発振器は時間が
経過するにつれて周波数が変化する傾向がある。
これは環境条件の変化が周波数を決める回路成分
に影響を与える傾向があるからである。周波数が
安定且つ正確で、鍵盤の全楽音に容易に調律でき
る１セツトの可変周波数発振器を製作することは
むづかしく、やゝ費用も高くなる。調律の正確さ
が得られないとすると、特定の楽音のピツチは、
１セツトの楽音発生器のうちのどの楽音発生器が
特定の作動された鍵盤スイツチに割当てられるか
にかかつてくる。

１セツトの正確に調律された可変周波数発振器
に対する必要条件を緩和するためには、単一の主
クロツクパルス源からクロツクパルスを導出する
ことによつて、１セツトの楽音発生器内のシフト
レジスタを進めるためのクロツクパルスを発生さ
せることが望ましい。１個の発振器から楽音周波
数を発生させるための周知の方法は、“トツプオ
クターブシンセサイザ”としばしば呼ばれている
ものを用いることである。そのような配置は１セ
ツトの整数カウンタを用いる。１個のカウンタ
は、等分平均律音階の12の楽音の各々に対応す
る。これらのカウンタは主クロツクから整数周波
数分割を発生させる。C₇からC₈までのトツプオ
クターブの周波数に対応する１セツトのクロツク
列（train）を発生させるには約2Mhzのクロツク
速度が必要である。米国特許第4085644号（特開
昭52−027621）記載の複音シンセサイザにおいて
は、シフトクロツク周波数は、発生する楽音の周
波数の64倍でなければならない。このため、大規
模集積マイクロエレクトロニクスの現在の技術を
用いて実施するには余りにも高すぎる主クロツク
周波数が必要になる。

共通のクロツク源から複数の周波数を得るため
の代りの技術は、非整数分周器を用いることであ
る。そのようなシステムは、ミユージツクＶとし
て知られるコンピユータ楽音発生システムに用い
られており、1969年米国マサチユセツツ州ケンブ
リツジおよび英国ロンドンにあるマサチユセツツ
技術研究所、M.I.T.プレス社から発行されたM.
V.マシユーズ著“コンピユータ楽音技術（The
Technology of Computer Music）”の51頁に説
明されている。

これらのシステムにおいては、作動された各鍵
盤スイツチには周波数ナンバーが割当てられてい
る。この周波数ナンバーは、主クロツク周波数と
乗算されると、データメモリからデータがアクセ
スされる周波数を発生させる。そのような非整数
周波数分周器システムにおいては、不快な雑音発
生問題が内在しているが、これは、その周波数ナ
ンバーが簡単な整数ではなくて、無理数である２
1/12の何らかの倍数であるからである。周波数
ナンバーに対して非整数分周器を使用すると所望
の正しい平均周波数でパルス列が発生するが、そ
のようなパルス列は、１つの一定した速度では進
まないパルス間の間隔を有する。一定時間内に発
生するパルスの数は、非整数周波数ナンバーによ
つて制御される選択された間隔で主クロツクから
パルスを除去することによつて変化する。

１個の主発振器からの非整数周波数分割を用い
るためのシステムは、いづれも“選択制御速度で
メモリをアドレスするための方法および装置”と
題する米国特許第3693913号および第3743755号に
記載されている。これらの特許はいづれも上記に
参考のために述べたM.V.マシユーズの著書に説
明されているメモリアドレツシングの原理と同じ
原理で動作するシステムを記載している。これら
の特許においては、アドレス可能なメモリに記憶
された周波数ナンバーをもつ代りのものとして周
波数ナンバーを計算する手段が開示されている。

もし非整数周波数分周器を、米国特許第
4085644号（特開昭52−027621）および第3575792
号に記載されているような楽音発生器におけるシ
フトパルス又はメモリアドレツシングを発生させ
るために用いるとすると、パルス列における不等
パルス間隔又はアドレスにおける不等時間インク
リメントというきわめて不快な雑音を楽音発生シ
ステムに導入することになる。この雑音は調和振
動という点からは基本周波数とは関係のない所望
しない周波数成分の形で発生し、きわめて不快な
音の歪み状効果を発生させる。

“雑音シンセサイザ用楽音周波数発生器”と題
する米国特許第4114496号には米国特許第4085644
号（特開昭52−027621）記載の複音シンセサイザ
に用いることができる楽音周波数でクロツクパル
ス列を合成するための非整数分周器の配置が記載
されている。所望しない雑音効果は、米国特許第
4114496号記載の方法で減少させる。雑音減少は、
記憶されている１セツトの周波数ナンバーから選
ばれた１つの周波数ナンバーによつて決定される
量だけ主クロツク速度で周期的に増えるモジユロ
１加算器−アキユムレータの形で非整数分周器を
具えることによつて達成される。このセツトは、
鍵盤の各楽音周波数と鍵盤上の２番目に最も高い
楽音の周波数との比に対応する２進数から成る。
従つて周波数ナンバーは、すべて１より小さい値
を有する。加算器−アキユムレータは、合計和が
１の値を越えるとあふれパルスを出す。あふれパ
ルスは、発生する楽音に対する振幅値の主データ
セツトを記憶しているレジスタから連続的データ
語をシフトし、そのデータ語はそのレジスタから
Ｄ−Ａ変換器の入力へ転送される。シフト速度
は、変換器からのアナログ信号により発生する楽
音のピツチを決定する。そのような非整数分周器
が発生させるパルスの不規則なパターンによつて
導入される雑音を代償するために、各語がレジス
タからシフトアウトされると、主データセツトの
連続的データ語の振幅値間の振幅差が発生する。
この差の情報は分数スケーラ回路へ印加され、分
数量によつてスケールされ、ついで第１レジスタ
の出力へ印加されるが、スケールフアクタは加算
器−アキユムレータの最高位ビツトによつて制御
される。例えば２つの最高比率ビツト（ratio
bit）を用いると、スケールフアクタは０、1/4、
１／２および3/4となる。

楽音波形発生器と題する米国特許第4036096号
には、デイジタル楽音波形の同じ値を記憶するた
めに２つのメモリが用いられているシステムが述
べられている。アドレツシングデータは、ゼロか
ら所定の値まで増加し、その所定の値に達すると
ビロに戻る“整数部分と分数部分”とからなる。
これは、上記に参考のために挙げたM.V.マシユ
ーズの著書、および米国特許第3639913号および
第3743755号に記載されているのと本質的には同
じメモリアドレツシング手段である。米国特許第
4036096号においては、波形メモリからの２つの
データ出力ＡおよびＢの値は、下記の形の補間関
係を用いて組合される。

Ｙ＝Ａ＋（Ｂ−Ａ）Ｘ（ｃ） 式(1) この関係式において、ｃはメモリアドレスデー
タの分数部分（基数点以下）を表わす。Ｘ（ｃ）
は任意とすることが許されており、０ｃ１に
対して０Ｘ(c)１の条件を満たす必要がある。
Ｘ(c)＝ｃであれば、線形補間のよくある簡単な例
が得られる。これは、点と点の間の分数差の何ら
かの関数で、記憶されたデータ点に重みをつけよ
うとするだけであるので、これはどちらかという
とデータ補間の限定された形である。

波形メモリからデータをアドレスするために非
整数周波数分割を用いることによつて生じた雑音
を減らすための先行技術システムは完全に有効で
はなく、耳に聞こえない音のレベルにまで残留雑
音を減少させない。

比整数分周器波形メモリシステムにおける雑留
雑音を、先行技術システムによつて得られるレベ
ル以下にまで減らすことが本発明の目的である。

２つの連続する波形データ点の中間にある値に
対する補間法では、非整数型の分周器におけるア
ドレツシング雑音は完全には除去されないので、
より多数の利用できる波形データ点を用いること
によつて、より多くの情報を使用することが絶対
に必要である。記憶されている１セツトの波形デ
ータ点から順次アドレスアウトすることは、標本
化（サンプル）された１セツトのデータ点に等し
いことが認められている。若し或る信号が有限範
囲−ｗｆｗ内の１周波数帯ｆに限定されてお
り、且つその信号が離散的時間間隔tn＝ｎ／2w、
−∞＜ｎ＜∞で判つていれば、もとの標本化信号
ｆ（ｔ）は、下記の関係式によつて離散的サンプ
ルの重みづけされた値を合計することによつて、
与えられた１セツトの離散的振幅値ｆ（ｎ／2w）
から回復できることは、信号論理技術において周
知である。

ｆ（ｔ）＝_∞ 〓 〓^n=-∞ ｆ（ｎ／2w）sin〔2π（2wt−ｎ）〕／〔2π（2wt
−ｎ）〕……式(2) ｆ（ｔ）は、メモリから順次に反復的アドレス
される波形の場合には周期関数であるので、完全
な１周期に対するサンプル点の知識は、常に完全
な１セツトのサンプル点を持つことと全く等し
い。平滑化関数はsin ｘ／ｘ型のものである。こ
の関数は、ｘの絶対値が減少するにつれてｘとと
もにかなり急速に減少する振幅値を有する。式(2)
に対する有限級数近似法に用いられるデータ点の
数を正しく選択することによつて背雑音
（background noise）が非常に低い優れた出力
は、原の標準化（サンプル）され記憶された波形
に対して得ることができる。

本発明は、上記米国特許に記載されている型の
複音シンセサイザに使用できる楽音周波数でクロ
ツクパルス列を合成するための非整数分周器の配
置を指向する。上述した所望しない雑音効果は可
聴レベル以下に減少する。従つて、本発明により
楽音発生器は、１個の主クロツクタイミングクロ
ツクを用いて音階のすべての楽音を発生すること
ができる。

簡単に云うと、このことは、記憶されている周
波数ナンバーリストから選ばれた周波数ナンバー
によつて決定される量だけ主クロツク速度で周期
的に増加するモジユロ１加算器−アキユムレータ
の型の非整数分周器を具備することによつて達成
される。このリストは、鍵盤の各楽音の周波数と
鍵盤上の最も高い楽音の上の音階の中で２番目に
最も高い楽音の周波数との比に対応する２進数か
らなる。従つてこれらの比は、すべてその値が１
以下である。加算器−アキユムレータは、累算さ
れた合計が１の値を超えるか、又は１の値に等し
くなると、あふれ信号を発生する。あふれ信号
は、発生する楽音に対する振幅値の主データリス
トを記憶しているレジスタから１セツトの連続す
るデータ語をシフトする。非整数分周器によつて
発生されるパルスの不規則な時間パターンにより
導入される雑音を減少させるため、レジスタから
の１セツトの出力データ値の各数（ナンバー）
は、平滑化関数sin ｘ／ｘの適当な値が乗算され
る。ついでこれらの重みつき出力データ値の合計
は、Ｄ−Ａ変換器へ転送され、その変換器は、出
力アナログ楽音波形をつくり出す。

本発明は、こゝに参考のために述べてある複音
シンセサイザと題する米国特許第4085644号（特
開昭52−027621）に詳述してある型の複音シンセ
サイザのための音調クロツク発生システムの改良
を指向する。下記の説明においては、こゝに参考
のために述べた特許に記載してあるシステムのす
べての部分は、その特許に用いた同一番号の素子
に対応する２桁数字で示してある。３桁数字で示
してあるすべてのブロツクは、本発明の改良を実
施するために複音シンセサイザに付け加えた素子
に対応する。

第１図は、非整数周波数分割を用いたメモリア
ドレツシングシステムによつて発生される雑音を
減少する本発明の実施例を示す。

音響システム１１は、最高12までの別々のオー
ジオ信号を受信し混合することができるオージオ
音響システムを一般的に示す。音響システムへの
各入力信号は、従来の楽器鍵盤上の鍵の作動に応
答して、それ自身の楽音発生器によつて発生させ
られる。鍵は鍵盤スイツチ１２上の対応する鍵ス
イツチを作動させる。最高12個までの鍵を同時に
作動させて、12もの楽音を同時に発生させること
ができる。12の楽音を有する複音システムは、１
例として挙げただけであつて、システムの限界を
示すものではないことは理解されるであろう。

鍵盤上の鍵がスイツチを作動させると、音調検
出・割当回路１４は鍵盤上の特定の楽音について
情報を記憶し、その鍵を、まだ割当てられていな
いシステム中の12個の楽音発生器のうちの１つに
割当てる。楽音情報とそれが楽音発生器に割当て
られたと云う事実は、音調検出・割当回路１４中
のメモリ（図示されていない）に記憶される。適
当な鍵盤音調検出・割当回路の動作は、こゝに参
考のために述べてある鍵盤スイツチ検出と割当装
置と題する米国特許第4022098号（特開昭52−
044626）に記載されている。

鍵が作動されると、実行制御回路１６は、主デ
ータリスト又はデータセツトを計算させ、音調シ
フトレジスタ３５へ転送させる。音調シフトレジ
スタ３５は、１個だけが第１図に明確に示されて
いるような12個のレジスタの同一組の中の１個で
ある。主データリストは、予め選択された楽音波
形の１周期上の連続点からなる。主データリスト
は、上記に参考のために述べた米国特許第
4085644号（特開昭52−027621）に明確に説明し
た方法で楽音データコンピユータ１２０内で計算
される。そこに説明されているように、一定の楽
音に対する主データリストは、１セツト64のデー
タ語からなる。その各データ語は、発生する楽音
１周期上の１つの点の振幅を表わす。音調検出・
割当回路１４によつてどの楽音発生器が選ばれた
かに依存して、計算された主データリストは、第
１図に示す音調シフトレジスタのような１セツト
12個の音調シフトレジスタのうちの１個に転送さ
れる。

鍵が作動され、楽器鍵盤上のその対応する楽音
について確認されると、対応する周波数ナンバー
が周波数ナンバー表１０２からアドレスアウトさ
れ、周波数ナンバーラツチ１０３によつて示され
るデータレジスタに記憶される。１セツト12個の
そのようなデータレジスタが存在し、その各々が
１セツト12個の楽音発生器の各々に対応してい
る。

周波数ナンバー表１０２は、値2^(N/12)を有する
２進形式のデータ語を含むアドレス可能な固定メ
モリである。但し、Ｎは値Ｎ＝１、２、…、Ｍの
範囲を有し、Ｍは楽器鍵盤上の鍵の数に等しい。
周波数ナンバーは、等分平均律音階における基本
周波数の比を表わす。周波数ナンバーの詳しい説
明は、こゝに参考のために述べてある“複音シン
セサイザ用楽音周波数発生器”と題する米国特許
第4114496号に述べてある。

１セツト12個の加算器−アキユムレータがあ
り、そのうちの１つは加算器−アキユムレータ１
０４として第１図に明示してある。これらの加算
器−アキユムレータの１個は、１セツト12個の楽
音発生器のうちの１個と関連している。

周波数ナンバーは、周波数ナンバーラツチ１０
３へ転送されると、主クロツク１５からのタイミ
ング信号を用いて対応する音調シフトレジスタ３
５へ印加されたシフトパルスの周波数を制御する
のに用いられる。この目的のために、周波数ナン
バーラツチ１０３に記憶されたナンバーは、加算
器−アキユムレータ１０４の入力へ印加される。
このアキユムレータはモジユロ１で実施され、14
ビツトの語長（word length）容量をもつという
長所がある。加算器−アキユムレータ１０４は、
主クロツク１５からクロツクパルスが与えられる
たびごとに、周波数ナンバーラツチ１０３から受
けとつた周波数ナンバーをアキユムレータの内容
へ加算する。周波数ナンバーは常に１以下である
ので、周波数ナンバーが連続的に加算されると、
アキユムレータは、アキユムレータの内容が、１
に等しいか又は１以上の合計値に達する前に、又
はそれを超える前に１倍又はそれ以上数倍増加さ
せる。アキユムレータは、モジユロ１であるの
で、周波数ナンバーがアキユムレータの内容へ加
算されてその内容が１になるか、又は１を超える
と、アキユムレータはあふれ信号を発生する。

加算器−アキユムレータ１０４は、新しい鍵盤
スイツチが同じ楽音発生器へ割当てられるまで、
周波数ナンバーによつて増加を続ける。新しい割
当てが行われると、アキユムレータはクリアされ
て、前の手順が、新しい周波数ナンバーでくり返
される。アキユムレータをクリアすることが必要
条件ではない。

加算器−アキユムレータ１０４は、アキユムレ
ータの値を１に到達させるか又は１よりも大きく
させる各主クロツクパルス信号によつてあふれ信
号を発生するので、加算器−アキユムレータ１０
４は主クロツクパルスに対して非整数分周器とし
て動作する。この動作の詳細な説明は、上記に参
考のため述べた米国特許第4114496号においてな
されている。特に、あふれ信号間のタイムスペー
シングは一般的には等しいインクリメントではな
いことを示す説明が与えられている。等時間イン
クリメントは、周波数ナンバーが0.5、0.25など
のような有理数となるように選択された特殊な場
合に発生する。

周波数ナンバー表１０２を使用する方法の代り
としては、参考のため上述した米国特許第
3639913号および第3743755号に記載してあるよう
な簡単な計算ルーチンを用いることによつて要求
に応じてこれらのナンバーを発生させることがあ
る。そのようなシステムにおいては、10進数
2^-1/12＝0.9438743に等しい値をもつた一定の乗数
が用いられる。周波数ナンバーに対する要求があ
ると、楽器の最高楽音で始まる反復ループを用い
ることによつて、またそのループが、周波数ナン
バーが必要とされる楽音ナンバーにおいて終了す
るまで継続することによつて計算が行われる。各
段階で数2^-1/12はそれだけで乗算されるので、ル
ープの終りでは結果は周波数ナンバー2^-p/12とな
る。但し、ｐは、鍵盤上の最高の楽音からカウン
トされた楽音数である。勿論同様な計算は、最低
の楽音から始めて、一定の乗数2^1/12を用いても行
うことができる。

周波数ナンバーを表わすのに用いるビツト数
は、発生した楽音の周波数精度に影響を及ぼす。
この精度は、周波数ナンバーを表わす一定のビツ
ト数に対する楽音基本周波数の関数である。より
高い楽音は最高の精度をもち、その精度はより低
い楽音に対しては低下する。14ビツトは周波数ナ
ンバーを表わすにの有利に用いられる。この選択
は、楽音C₂（ｆ＝65.406hz）に対応する基本周波
数で２セントの調律誤差を生じさせる。最悪の場
合の２セントの調律誤差は、大部分の楽器にとつ
て許容できるものである。

加算器−アキユムレータ１０４からのあふれ信
号は、参考のために述べた米国特許第4085644号
（特開昭52−027621）に示され説明されている音
調クロツク３７が発生させる信号を置き換えるた
めに用いられる。従つて、音調シフトレジスタに
記憶された主リストは、加算器−アキユムレータ
１０４が発生させる時間的間隔が等しくないあふ
れ信号に応答してシフトアウトされる。

これまで説明してきたようなシステムは、加算
器−アキユムレータ１０４の非整数分周器動作の
故に、関連したアナログ信号に対して歪のある、
又は“雑音性”の波形を発生させる。この“雑
音”は所望する楽音に比べると高レベルであり、
強い非高調波成分を有しているので、聞く者の注
意を引き、聞く者に不快感を与える。

所望しない雑音のレベルは、主データリストか
ら選択された１セツトの連続語へ適用される適当
なデータ平滑化を用いることによつて減少する。

音調シフトレジスタ３５は循環モードで動作
し、そのモードでは、出力に現われるデータは現
在の入力データとして再書込みされる。音調シフ
トレジスタに記憶された最後のセツトのデータ語
から多数の信号がえられる。出力信号の数が音調
シフトレジスタに記憶されているデータ語数と等
しい場合に、雑音は最もよく減少する。好ましい
実施例では、音調シフトレジスタ３５は64データ
語の容量をもつている。

音調シフトレジスタ３５からの各信号出力に対
応して、複数の乗算器のうちの各乗算器がある。
これらは１セツトの乗算器１０７〜１０９として
第１図に象徴的に示されている。

複数の乗算器のうちの各乗算器への第２の入力
は、平滑化シフトレジスタ１１１の出力から得ら
れる。平滑化シフトレジスタ１１１は、乗算器が
64個ある場合には、−256から＋255までの指数
（インデツクス）ｎの整数値に対する下記の関係
式によつて計算される512データ語を含んでいる。

X_o＝sin（πn／８）／（πn／８） 式(3) 平滑化シフトレジスタの出力データタツプは８
データ語によつて分離される。

複数の乗算器１０７〜１０９から得られた積
は、加算器１０６において加算される。加算され
て得られた数はＤ−Ａ変換器４７によつてアナロ
グ信号に変換される。変換されたアナログ信号は
音響システム１１へ転送される。

雑音減少システムにおける最後の段階（step）
は、加算器−アキユムレータ１０４に含まれるア
キユムレータの現在の値に応答して平滑化シフト
レジスタからの出力平滑化データを変更すること
である。この目的のために、平滑化シフトレジス
タはこのアキユムレータの最上位の３ビツトに応
答してシフトされる。最上位３ビツトに制限する
ことは、平滑化シフトレジスタ１１１の512デー
タ語を選択することに相当する。従つて、音調シ
フトレジスタ３５に記憶された各主データ語に対
して512／64＝８の平滑化関数値がある。

第６図は、ｎ＝−32〜＋31における平滑化関数
値と楽音波形サンプルの例を示し、 第７図は、１周期64サンプルポイントからなる
楽音波形の例を示す。第８図は、ｍ＝−512＋511
における平滑化関数と楽音波形サンプルの例を示
す。

前述の(3)式または後述の(4)式をもとにしたｎ＝
−32〜＋31及びｎ＝−512〜＋511の平滑化関数値
のグラフを示す。

これらの図において、N′、N′＋１…N′＋７は
連続する８個の楽音波形サンプルに対応してい
る。ここで、N′は、１波形が64サンプル点で成
る場合、０〜63の時間軸上の任意のサンプル点を
示し、N′、N′＋１、…N′＋７は連続する８個の
楽音波形サンプルに対応している。

例えば、第７図に示す１周期64サンプルポイン
トからなる楽音波形において、N′＝０ならば、
P0、P1、…P7の８個のサンプルポイントとそれ
ぞれ対応する平滑化関数値との乗算を意味してい
る。その状態を第６図に示す。

N′＝１ならば、P1、P2、…P8の８個のサンプ
ルポイントが対象となる。

上記各サンプルポイントに対し、〇（白丸）、
●（黒丸）、◎（白二重丸）等で示した値を乗算
する。

例えば、加算器−アキユムレータ１０４から
3MSBをＭとすると、Ｍ＝０の場合は〇（白丸）
で示した８ポイント値が平滑化関数となる。

また、Ｍ＝１の場合は●（黒丸）で示した８ポ
イント値 Ｍ＝４の場合は◎（白二重丸）で示した８ポイ
ント値が平滑化関数値となる。

同様にして、Ｍ＝０〜７の８種類の平滑化関数
が存在する。

前述の如く、第８図にｎ＝−512〜＋511のグラ
フを示している。つまり、N′−32、N′−31、…
N′＋31の連続する64個の楽音波形サンプルに対
応する平滑化関数値を有している。この図におい
て、N′＝０の場合の平滑化関数と楽音波形との
関係を併記して示している。

加算器−アキユムレータ１０４のアキユムレー
タに含まれる最上位３ビツトは、並直列変換回路
１１０によつて対応する直列パルス列に変換され
る。この直列パルス列は、平滑化シフトレジスタ
１１１に記憶された平滑化関数データを進めるの
に使用される。

加算器−アキユムレータの最上位３ビツトに応
答して平滑化レジスタをシフトする理由を説明す
る。第６図が１つの楽音波形サンプルに対してＭ
＝０〜７の８個の平滑化関数値を有し、Ｍの値に
よつて対応する値が１つづつ左側に移動すること
から理解できよう。なお、Ｎ、Ｍの符号に関して
は平滑化関数に軸対象であるから問題はない。

あふれ信号が発生すると、平滑化シフトレジス
タ１１１は、512−Ｎ＋Ｍの位置だけ進む。Ｎは
このレジスタが直前のあふれ信号の時間に進めら
れた位置の数であり、Ｍはシフトレジスタ１１１
が加算器−アキユムレータ１０４の最上位３ビツ
トに応答して現在の時間に進められねばならない
位置の数である。

音調シフトレジスタ３５と同様に、平滑化シフ
トレジスタ１１１も同等の量だけはシフトしな
い。何故ならば、そのアドバンスもまた非整数分
周器によつて制御されるからである。

音調シフトレジスタに含まれる64の利用できる
信号の全セツトを使用する代りに、より経済的な
システムでは最後の８出力データ語だけを使用す
る。この重要な節約により乗算器の数は64から８
に減少させることができる。

８信号を用いる場合には、−32から31までの指
数（インデツクス）ｎの整数値に対して下記の関
係式によつて計算される64データ語が平滑化関数
シフトレジスタ１１１に記憶される。

Xn＝sin（πn／８）／（πn／８） 式(4) 64信号の代りに８信号に用いても、最善の雑音
減少は得られない。しかし、８データ信号を用い
た場合でさえも、そのような非整数メモリアドレ
ツシングシステムの雑音減少は先行技術のシステ
ムよりも優れている。

第２図は並直列変換回路１１０の詳細を示す。
加算器−アキユムレータ１０４からの3MSB（最
上位３ビツト）は、あふれ信号が発生した時に３
ビツトデータレジスタ１３０内の一時記憶域に転
送される。同時にこのレジスタ中の前のデータ
は、２の２進補数演算が実行されてから３ビツト
データレジスタ１３２へ転送される。従つて、デ
ータレジスタ１３０は値Ｍで表わされる現在の
3MSBを含み、データレジスタ１３２は以前の値
の負数−Ｎを含む。値Ｍ−Ｎは２進数として加算
器１３４に含まれる。２進数としての値Ｍ−Ｎは
２の補数回路１３５によつて−Ｍ＋Ｎに変換され
る。定数加算器１３６は、平滑化シフトレジスタ
がそれだけ進まねばならないデータ語数である64
−Ｍ＋Ｎの所望の値を２進数として与える。

フリツプフロツプ１３９は、あふれ信号によつ
てセツトされる。フリツプフロツプのＱ＝“１”
の出力状態では、クロツクゲート１４０は、シフ
トクロツク１４１からのクロツクパルスを平滑化
シフトレジスタ１１１とカウンタ１３８へ転送さ
れるようにする。カウンタ１３８はモジユロ６４
を計数するように実施されている。このカウンタ
はあふれ信号に応答してその初期状態にリセツト
される。

比較器１３７は、定数加算器１３６によつて与
えられるデータ64−Ｍ＋Ｎとカウンタ１３８の現
在の状態との比較を行う。これら２つの量が等し
いと、フリツプフロツプ１３９はリセツトされ、
それにより平滑化シフトレジストを進ませるため
のシフトパルスの転送を終了させる。

シフトクロツク１４１は、主クロツク１５の速
度より早い速度で動作しなければならない。若し
主データリストが64データ語を含む場合には、最
高の楽音に適合できるシフトクロツク周波数は下
記の周波数以上とすべきである。

ｆ＝f_c7×（主リスト中の語数）×（平滑化レジス
タ中の語数）＝2093×64×64＝8.57Mhz 別のシフトシステムは、第３図に示されてい
る。このシステムにおいて、平滑化シフトレジス
タ１１１を実施するために双方向シフトレジスタ
が用いられている。語シフトの最大数は、加算器
−アキユムレータ１０４の3MSBに対応する７で
あるので、この実施例におけるシフトクロツク周
波数は下記の周波数以上とすべきである。

ｆ＝f_c7×（主リスト中の語数）×７＝0.94Mhz 並直列変換回路１１０用の第３図に図示された
システムにおいては、平滑化シフトレジスタはＭ
−Ｎの量だけ先行（先回り、advance）するか又
は遅延（retard）する。先行か又は遅延かの選択
は、量Ｍ−Ｎの代数符号によつて決定される。代
数符号が正であれば、平滑化シフトレジスタ内の
データは先行する。

第２図について上述したように、加算器１３４
は、２つの補数の形式で２進数として−Ｎを含ん
でいる。符号検出回路１４２は、Ｍ−Ｎの代数符
号を決定する。代数符号が負でなければ、双方向
平滑化シフトレジスタ１１１へ送られたシフト方
向信号は、クロツクゲート１４０を介して伝送さ
れたその入力クロツク信号に応答してこの装置に
含まれるデータを先行させる。

代数符号が負でなければ、Ｍ−Ｎは変化せずに
そのまゝ比較器１３７へ転送される。あふれ信号
はフリツプフロツプ１３９をセツトし、カウンタ
１３８をその初期状態にリセツトする。フリツプ
フロツプ１３９がセツトされると、シフトクロツ
ク１４１からのクロツクパルスはクロツクゲート
１４０を通つて平滑化シフトレジスタ１１１およ
びカウンタ１３８へ転送される。カウント１３８
は、モジユロ８を計数するように実施されてい
る。カウンタの状態が絶対値Ｍ−Ｎに達すると、
比較器１３７はフリツプフロツプ１３９をリセツ
トし、それによつてシフトクロツクパルスの平滑
化シフトレジスタ１１１への転送を終了させる。

Ｍ−Ｎが負数であると、符号検出回路は、平滑
化シフトレジスタ１１１をしてクロツクゲート１
４０を経由して転送されるシフトクロツクパルス
に応答してデータシフト方向を反転させる。符号
検出回路１４２によつて検出された負の符号は、
Ｍ−Ｎが比較器１３７へ与えられる前にこの量に
ついて２の補数演算を行わせる。このようにし
て、比較器には常に正の数が現われカウンタ１３
８の現在のカウント状態と比較される。

音調シフトレジスタ３５のような音調レジスタ
は、読出し−書込みアドレス可能メモリ
（RAM）によつて置きかえ得ることは明らかで
ある。そのようなシステムにおいては、付加の６
ビツトが加算器−アキユムレータ１０４のアキユ
ムレータ語長に加えられる。現在の語アドレスは
最上位６ビツトによつて決定される。並直列変換
回路へ送られたシフト情報データは、今やビツト
７，８，９からなり、一方ビツト１，２，３，
４，５，６は、アキユムレータ内の２進データ語
のMSBを表わす。

第４図は、複数の楽音発生器の各々に対する主
リストが転送されて音調メモリ１５１のようなア
ドレス可能な読出し−書込みメモリに記憶される
別のシステムのためのシステム論理を示す。加算
器−アキユムレータ内のアキユムレータ内容の最
初の6MSBは、音調メモリ１５１からデータ語を
アドレスアウトするのに用いられる。

加算器−アキユムレータ１０４からのあふれ信
号は、ビツトナンバー６が状態を変えると発生す
る。カウンタ１５０は、あふれ信号によつて増分
され、モジユロＫを計数するように実行される。
Ｋは、平滑化動作に用いられる主データセツトか
らのデータ点の数である。

計数（カウント）状態デコーダ１５５は、カウ
ンタ１５０の現在の状態をデコードして、データ
ラツチ１５２−１５４として記号的に示されてい
る複数のデータラツチへデータクロツキング信号
を与える。音調メモリ１５１からアドレスアウト
された主データセツト語は、カウンタ１５０の現
在の状態に応答してデータラツチのうちの１つに
記憶される。この方法によつて、複数のデータラ
ツチは、音調メモリ１５１からアクセスされた主
データセツトからの最も新しいデータ点を含む。
データは、カウンタ１５０の制御の下で循環順序
で記憶される。

第５図は、本発明の他の実施例を示すものであ
り、そこでは、非整数分周器の使用により発生さ
れる雑音は、音調シフトレジスタ３５から直接に
アクセスされたデイジタルデータに対して平滑化
動作を行うと云うよりも寧ろ、Ｄ−Ａ変換に続い
てアナログ信号について等価な平滑化動作を適用
することによつて減少される。

第５図に示すシステムにおいては記憶された主
データセツトからの唯一のデータ点は、加算器−
アキユムレータ１０４により発生されるあふれ信
号に応答してアクセスされる。音調シフトレジス
タ３５からアクセスされたデータ語は、Ｄ−Ａ変
換器４７によつてアナログ信号に変換され、トラ
ンスバーサルフイルタ（transversal filter）１
６０の入力へ印加される。

トランスバーサルフイルタ１６０は、こゝに参
考のため述べられている同一発明者による“Ｄ−
Ａ変換における雑音減少装置”と題する1979年６
月１日付係属中の米国出願第046135号（特願昭55
−072121）に詳述されているようなCCD（電荷結
合デバイス）を用いて有利に実施される。フイル
タの好ましい実施例の詳細は、参考のために述べ
た前記特許出願の第１３図に示してある。このフ
イルタはどんな入力データ語数に対しても実施で
きるが、64データ点からなる主データセツトの場
合には最高64で十分である。トランスバーサルフ
イルタは、アナログシフトレジスタとして動作す
るCCD（電荷結合デバイス）からなる。出力信号
ポートは、CCDの各段階に対して実施される。
各出力ポートにおける信号は、抵抗デバイダーを
用いてスケールされるので、スケールフアクター
は式(4)に対応する。但し、この場合ｎは信号ポー
トの数を意味する。アナログ加算器は、これらの
スケールされた個々の信号の合計和に対する１個
の出力信号を与える。経済的な理由により、トラ
ンスバーサルフイルタは、大部分の実際的な楽器
の場合に十分に雑音を減少させる８入力データ語
に対して実施することができる。

並直列変換回路１１０は、トランスバーサルフ
イルタが単方向か双方向かによつて第３図又は第
４図に示すように実施することができる。いずれ
の場合にも、信号ゲート１６１は、データシフト
中のトランスバーサルフイルタ１６０の出力変化
が音響システム１１へ達するのを禁止するのに用
いられる。インバータ１６３は、並直列変換回路
１１０のいづれの構造の場合にもフリツプフロツ
プ１３９からのＱ出力を受けとる。加算器−アキ
ユムレータ１０４内のアキユムレータからの最初
の3MBSに応答してシフトされた後にトランスバ
ーサルフイルタが定常状態にある間だけ、信号ゲ
ート１６１はインバータからの信号に応答して、
トランスバーサルフイルタ１６０の出力をサンプ
ル保持回路１６２へ転送するにすぎない。

サンプル保持回路１６２は、トランスバーサル
フイルタがシフトされる時間的間隔の間、一定の
信号レベルを維持するように機能する。

本発明を図示説明するのに使用されたすべての
システムは、sin ｘ／ｘ形式の好ましい平滑化関
数を使用して説明されたが、その他の平滑化関数
も使用することが可能であり、本発明は、sin
ｘ／ｘ関数だけに限定されるものではないことは
明らかである。例えば、J₀（ｘ）関数も使用でき
る。J₀（ｘ）は、ゼロ次のベツセル関数と独立関
数ｘを意味する。このベツセル関数は、sin ｘ／
ｘ関数に似ており、変数ｘ＝2.40483の値におい
てその最初のゼロを有する。極めて新しい点Ｌ上
で動作するシステムに使用されるデータ平滑化値
を得るために、間隔ｘ＝2.4083は、Ｌ個の等しい
部分（セグメント）に分割され、ベツセツ関数
が、１セツトの平滑化関数点を得るような値を求
める間隔を決定する。

以下に本発明の実施の態様を列記する。

１ 前記平滑化関数メモリが下記の関係式によつ
て計算された平滑化関数データを記憶する特許
請求の範囲第１項による楽器。

X_o＝sin（πn／Ｍ）／（πn／Ｍ） 但し、ｎは前記平滑化関数メモリ内のデータ
語位置に対応する指数であり、Ｍは前記波形メ
モリからアドレスアウトされる前記複数のデー
タ語におけるデータ値の数である。

２ 前記平滑化関数メモリが、2.4083／Ｍに等し
いＡのインクリメントに対するベツセル関数J₀
(A)の値から計算された平滑化関数を記憶する特
許請求の範囲第１項による楽器。但し、Ｍは前
記アドレスアウトされた前記複数のデータ語に
おけるデータ値の数である。

３ 前記平滑化メモリが１個のシフトレジスタか
らなり、それによりレジスタの出力に現われる
データ語が入力データ語として書込まれるよう
にすることによつて循環モードが得られる特許
請求の範囲第１項による楽器。

４ 前記第１のアドレツシング手段が、 シフトクロツクパルスを与えるための第２ク
ロツク手段と、 前記あふれ信号に応答し、そこで最上位ビツ
トの所定数が前記加算器−アキユムレータ手段
の内容から選ばれるデイジツト選択回路と、 前記第２クロツク手段から連続数のＫ−Ｍ＋
Ｎクロツクパルスを選ぶため前記あふれる信号
に応答するパルス選択回路（但し、Ｋは前記波
形メモリ内の前記複数のデータ語に等しく、Ｍ
は上記デイジツト選択回路によつて選ばれた最
上位ビツトの現在値であり、Ｎは前のあふれ信
号に応答して選ばれた前記最上位ビツトの値で
ある）を更に含む、 前記第３項による楽器。

５ 前記平滑化関数メモリが１個の双方向がシフ
トレジスタからなり、そのレジスタは出力デー
タを入力データとして書込ませることによつて
えられる循環モードで動作し、シフト方向がシ
フト制御信号に応答する特許請求の範囲第１項
による楽器。

６ 前記第１アドレツシング手段が、 シフトクロツクパルスを与えるための第２ク
ロツク手段と、 前記あふれ信号に応答し、そこで最上位ビツ
トの所定数が前記加算器−アキユムレータ手段
の内容から選ばれるデイジツト選択回路と、 量Ｍ−Ｎの大きさに等しいパルスクロツクの
連続数を前記第２クロツク手段から選ぶため前
記あふれ信号に応答するパルス選択回路（但
し、Ｍは前記デイジツト選択回路によつて選ば
れた最上位ビツトの現在値であり、Ｎは前のあ
ふれ信号に応答して選ばれた対応する値であ
る）と、 前記量Ｍ−Ｎの代数符号を決定することを目
的として、Ｍ−Ｎが正の数であれば順方向シフ
ト制御信号が前記平滑化メモリへ与えられ、Ｍ
−Ｎが負の数であれば逆方向シフト制御信号が
与えられる符号検出回路とを更に含む、 前記第５項による楽器。

７ 前記周波数ナンバー手段が、上上記楽器が発
生させた楽音の周波数に対応してデイジタル符
号値を記憶するアドレス可能メモリを含む前記
第５項による楽器。

８ 前記周波数ナンバー発生手段が、前記楽器が
発生させた楽音の基本周波数に対応してデイジ
タル符号値を記憶するメモリを含む特許請求の
範囲第３項による楽器。

９ 上記フイルタが、記憶された各値を下記の関
係式によつてスケールする複数の出力信号ポー
トをもつ電荷結合デバイスを含む特許請求の範
囲第３項による楽器： X_o＝sin（ｎ／Ｎ）／（ｎ／Ｎ） 但し、ｎは電荷結合デバイス内のメモリ位置
に対応する指数（インデツクス）であり、Ｎは
前記複数のデータ語の数である。

10 上記フイルタが、2.4083／Ｎに等しいＡのイ
ンクリメントに対してベツセル関数J₀(A)から計
算された値によつて各記憶された値をスケール
する複数の出力信号ポートをもつ電荷結合デバ
イスを含む特許請求の範囲第３項による楽器。
但し、Ｎは上記複数のデータ語におけるデータ
の値の数である。

11 前記フイルタ手段が、 シフトクロツクパルスを与えるための第２ク
ロツク手段と、 前記あふれ信号に応答し、そこで最上位ビツ
トの所定数が前記加算器−アキユムレータの内
容から選ばれるデイジツト選択回路と、 前記デイジツト選択回路によつて選ばれた前
記最上位ビツトと同数の同数の前記シフトクロ
ツクパルスの数を選ぶために前記あふれ信号に
応答するパルス選択回路と、 前記フイルタ手段に含まれるデータをシフト
するために前記選択されたシフトクロツクパル
スに応答する信号先回り回路とを更に含む 前記第９項による楽器。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例の略図である。第２
図は並列データを直列パルスに変換するクロツク
回路の概略図である。第３図は並列データを直列
パルスに変換するクロツク回路の概略図である。
第４図は本発明のもう１つの実施例の概略図であ
る。第５図はアナログ信号処理を用いた本発明の
１実施例の概略図である。第６図は、ｎ＝−32〜
＋31における平滑化関数値と楽音波形サンプルの
例を示す。第７図は、１周期64サンプルポイント
からなる楽音波形の例を示す。第８図は、ｎ＝−
512〜＋511における平滑化関数と楽音波形サンプ
ルの例を示す。 第１図において、１１は音響システム、１２は
鍵盤スイツチ、１４は音調検出・割当回路、１５
は主クロツク、１６は実行制御回路、３５は音調
シフトレジスタ、４７はＤ−Ａ変換器、１０２は
周波数ナンバー表、１０３は周波数ナンバーラツ
チ、１０４は加算器−アキユムレータ、１０６は
加算器、１０７，１０８，１０９は乗算器、１１
０は並直列変換回路、１１１は平滑化シフトレジ
スタ（SIN ｘ／ｘ）、１２０は楽音データコンピ
ユータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ オージオ楽音信号の１周期を規定する等間隔
   に置かれた点の対応する数の振幅に対応する複数
   のデータ語を記憶する波形メモリを有し、前記デ
   ータ語が発生する楽音のピツチに比例する平均速
   度で波形メモリから順次に反復的に読出されてＤ
   −Ａ変換器へ転送され、前記平均速度が非整数分
   周器によつて発生される鍵盤楽器において、 前記複数のデータ語を記憶する波形メモリと、 前記楽器が発生させる楽音の基本周波数に対応
   するデイジタル符号値を与えるための周波数ナン
   バー手段と、 タイミングクロツクパルスを与えるための第１
   クロツク手段と、 前記鍵盤上で作動させられた鍵に応答して周波
   数ナンバーを前記周波数ナンバー手段からアクセ
   スする割当回路手段と、 前記第１クロツク手段からの各タイミングクロ
   ツクパルスごとに動作し、上記アドレスアウトさ
   れた周波数ナンバーが前記加算器−アキユムレー
   タに前もつて含まれた合計に加算され、累積値が
   アキユムレータの容量を越えると加算器−アキユ
   ムレータがあふれ信号を発生させる加算器−アキ
   ユムレータ手段と、 前記あふれ手段に応答して、複数のデータ語を
   前記波形メモリからアドレスアウトする第１アド
   レツシング手段と、 離散的信号振幅値の平滑化に用いられる重み関
   数である平滑化関数データ値を記憶する平滑化メ
   モリと、 前記加算器−アキユムレータ手段の上位ビツト
   をアドレスの一部として、平滑化関数データ値を
   前記平滑化メモリからアドレスアウトする第２ア
   ドレツシング手段と、 その各々が上記波形メモリからアドレスアウト
   された複数のデータ語のうちの１つに反応し、前
   記データ語と前記平滑化メモリからアドレスアウ
   トされた前記平滑化関数データとを乗算する複数
   の乗算手段と、 上記複数の乗算手段によつて与えられた積の値
   を加算し、それによつて前記所望しない周波数成
   分を減少させるための加算手段と、 前記加算手段の出力をアナログ信号に変換する
   信号変換手段と、からなり、 前記非整数分周器によつて発生される所望しな
   い周波数成分を減少させることを特許請求の範囲
   とする電子楽器用楽音周波数発生装置。 ２ 楽音波形の１周期を規定する複数のＫ等間隔
   点を記憶する波形メモリを有し、前記データ語が
   発生する楽音のピツチに比例する平均速度で順次
   に反復的に波形メモリから読出されてＤ−Ａ変換
   器へ転送され、前記平均速度が非整数分周器によ
   つて発生する鍵盤楽器において、 前記複数のデータ語を記憶する波形メモリと、 前記楽器が発生させる楽音の基本周波数に対応
   するデイジタル符号値を与えるための周波数ナン
   バー手段と、 タイミングクロツクパルスを与えるための第１
   クロツク手段と、 前記鍵盤上で作動させられた鍵に応答して周波
   数ナンバーを前記周波数ナンバー手段からアクセ
   スする割当回路手段と、 前記クロツク手段からの各タイミングクロツク
   パルスごとに動作して、前記アクセスした周波数
   ナンバーを加算器−アキユムレータに前もつて含
   まれている合計に加算し、予め選択したビツト位
   置の状態に変化が発生すること加算器−アキユム
   レータがあふれ信号を出す加算器−アキユムレー
   タ手段と、 前記加算器−アキユムレータ手段のあふれ信号
   に応答して、前記波形メモリから以前より＋１さ
   れたアドレスをアウトする第１アドレツシング手
   段と、 前記波形メモリからアドレスアウトされた前記
   データ語を循環順序で記憶するためのＮ個のデー
   タ記憶手段と、 離散的信号振幅値の平滑化に用いられる重み関
   数である平滑化関数データ値を記憶する平滑化メ
   モリと、 前記加算器−アキユムレータ手段の上位ビツト
   をアドレスの一部として、前記平滑化メモリから
   Ｎ個の平滑化関数データ値をアドレスアウトする
   第２アドレツシング手段と、 前記Ｎ個のデータ記憶手段の内容と、 前記平滑化メモリからアドレスアウトされた前
   記Ｎ個の平滑化関数データ語とをそれぞれ乗算す
   る複数の乗算手段と、 前記複数の乗算手段によつて与えられた積の値
   を加算し、それによつて前記所望しない周波数成
   分を減少させるための加算手段と、 前記加算手段からの出力をアナログ信号に交換
   する信号変換手段とからなり、 非整数分周器によつて発生される周波数成分を
   減少させることを特徴とする電子楽器用楽音周波
   数発生装置。