JPH0356008B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0356008B2 JPH0356008B2 JP53122917A JP12291778A JPH0356008B2 JP H0356008 B2 JPH0356008 B2 JP H0356008B2 JP 53122917 A JP53122917 A JP 53122917A JP 12291778 A JP12291778 A JP 12291778A JP H0356008 B2 JPH0356008 B2 JP H0356008B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- output
- signal
- circuit
- carrier frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 238000005452 bending Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、位相復調回路に関するのものであ
る。
る。
第１図は位相比較器用いた位相復調回路の基本
構成図である。図において、１は位相比較器を構
成するエクスクルーシブOR回路、２は復調の為
のキヤリアーフイルタを構成するローパスフイル
タである。
構成図である。図において、１は位相比較器を構
成するエクスクルーシブOR回路、２は復調の為
のキヤリアーフイルタを構成するローパスフイル
タである。
従来の周知の位相比較器１は、印加された２入
力信号間の位相差に応じた出力電圧を発生する。
第２図は、第１図中の位相比較器１の入出力特性
図を示す。
力信号間の位相差に応じた出力電圧を発生する。
第２図は、第１図中の位相比較器１の入出力特性
図を示す。
上記の様に構成された位相復調回路において、
位相比較器１に搬送周波数信号と、位相変調を受
けた位相変調信号（PM信号）とを印加すると、
ローパスフイルタ２の出力には、位相復調出力が
得られる。ところで、第２図に示した様に、位相
比較器１の出力は、位相差2πの周期函数である。
この為に、搬送信号とPM信号との位相偏移角の
値により、復調出力が異なる。第２図ａに示した
ものは、２入力の位相偏移角がπ/2付近で復調し
た場合の復調信号である。第２図ｂに示したもの
は、２入力の位相偏移角がπ付近で復調した場合
の復調信号で、位相比較器１の三角波出力特性の
折曲げ点でのひずみが表われている。第２図ｃに
示したものは、２入力の位相偏移角が3/2π付近
で復調した場合の復調信号で、第２図ａの場合と
復調出力の極性が逆転している。
位相比較器１に搬送周波数信号と、位相変調を受
けた位相変調信号（PM信号）とを印加すると、
ローパスフイルタ２の出力には、位相復調出力が
得られる。ところで、第２図に示した様に、位相
比較器１の出力は、位相差2πの周期函数である。
この為に、搬送信号とPM信号との位相偏移角の
値により、復調出力が異なる。第２図ａに示した
ものは、２入力の位相偏移角がπ/2付近で復調し
た場合の復調信号である。第２図ｂに示したもの
は、２入力の位相偏移角がπ付近で復調した場合
の復調信号で、位相比較器１の三角波出力特性の
折曲げ点でのひずみが表われている。第２図ｃに
示したものは、２入力の位相偏移角が3/2π付近
で復調した場合の復調信号で、第２図ａの場合と
復調出力の極性が逆転している。
従来の位相復調回路は以上のように構成されて
いるので、２入力の位相偏移角が特定の値の時
に、復調出力がひずむ欠点があつた。
いるので、２入力の位相偏移角が特定の値の時
に、復調出力がひずむ欠点があつた。
上記の経典を除去する為に、例えば位相同期ル
ープ（PLL）を用いた位相復調回路が提案され
ている。第３図は、従来のPLLを用いた位相復
調回路で、図において、３１はループフイルタ、
３２は電圧制御発振器である。PLLは位相比較
器１、ループフイルタ３１、電圧制御発振器３２
からなる位相フイードバツクループである。
PLLのフイールドバツクループにより、PM信号
の位相及び周波数に追随した出力信号が得られ
る。ループフイルタ３１の振幅・位相特性によつ
て、PLLの安定性、応答特性、同期特性は決定
される。
ープ（PLL）を用いた位相復調回路が提案され
ている。第３図は、従来のPLLを用いた位相復
調回路で、図において、３１はループフイルタ、
３２は電圧制御発振器である。PLLは位相比較
器１、ループフイルタ３１、電圧制御発振器３２
からなる位相フイードバツクループである。
PLLのフイールドバツクループにより、PM信号
の位相及び周波数に追随した出力信号が得られ
る。ループフイルタ３１の振幅・位相特性によつ
て、PLLの安定性、応答特性、同期特性は決定
される。
以上のように構成されたPLLにおいて、ルー
プフイルタ３１の特性を、PM信号の変調角周波
数に十分に高速に追随する特性に設定した場合、
即ち、第３図においてＦ（ｓ）を選ぶ場合に、φe
が、変調信号Ｔ（ｔ）の周波数域内ではできるだ
け０となるようにする場合、復調出力(a)に表れる
のは、ノイズ成分だけであり、一方復調出力(b)に
はfc＋mpdV（ｔ）／dtに相当する周波数をコン
トロールする電圧（１／Kvに相当）である周波
数復調出力が得られる。この周波数復調出力は
dV（ｔ）／dtに比例するため、Ｖ（ｔ）の周波数
の変化範囲が例えば、０Hz〜2KHzまで大きく変
化する様な位相変調を復調する場合には、特に低
周波数信号における検出感度が低すぎて検出でき
ない。逆に高周波信号は大きすぎて、ダイナミツ
クレンジと低周波の検出感度のアツプとが両立で
きない。これは周波数復調したために起きた欠点
であるので、ループフイルタの特性を変更して位
相復調信号を位相比較器から直接誤差信号として
取り出すことが考えられる。即ち、ループフイル
タ３１る特性をPM信号の変調角周波数に追随で
きないような特定数の大きい値に設定した場合で
ある。しかしこのような場合、PLLのループゲ
インＨ（ｓ）と誤差伝達関数Ｇ（ｓ）とが同時に変
化してしまうため、PLLループのフイートバツ
ク特性に悪影響を及ぼす。さらに周波数制御発振
器３２は周波数が可変にできるという機能のた
め、どうしても安定性が犠牲となり、とくにＦ
（ｓ）の応答性を下げていくと復調出力にノイズ
として大きく表れ、SN比の良好な位相復調出力
が得難いという欠点があつた。
プフイルタ３１の特性を、PM信号の変調角周波
数に十分に高速に追随する特性に設定した場合、
即ち、第３図においてＦ（ｓ）を選ぶ場合に、φe
が、変調信号Ｔ（ｔ）の周波数域内ではできるだ
け０となるようにする場合、復調出力(a)に表れる
のは、ノイズ成分だけであり、一方復調出力(b)に
はfc＋mpdV（ｔ）／dtに相当する周波数をコン
トロールする電圧（１／Kvに相当）である周波
数復調出力が得られる。この周波数復調出力は
dV（ｔ）／dtに比例するため、Ｖ（ｔ）の周波数
の変化範囲が例えば、０Hz〜2KHzまで大きく変
化する様な位相変調を復調する場合には、特に低
周波数信号における検出感度が低すぎて検出でき
ない。逆に高周波信号は大きすぎて、ダイナミツ
クレンジと低周波の検出感度のアツプとが両立で
きない。これは周波数復調したために起きた欠点
であるので、ループフイルタの特性を変更して位
相復調信号を位相比較器から直接誤差信号として
取り出すことが考えられる。即ち、ループフイル
タ３１る特性をPM信号の変調角周波数に追随で
きないような特定数の大きい値に設定した場合で
ある。しかしこのような場合、PLLのループゲ
インＨ（ｓ）と誤差伝達関数Ｇ（ｓ）とが同時に変
化してしまうため、PLLループのフイートバツ
ク特性に悪影響を及ぼす。さらに周波数制御発振
器３２は周波数が可変にできるという機能のた
め、どうしても安定性が犠牲となり、とくにＦ
（ｓ）の応答性を下げていくと復調出力にノイズ
として大きく表れ、SN比の良好な位相復調出力
が得難いという欠点があつた。
本発明は上記欠点を除去する為になされたもの
で、周波数安定性の高い位相偏移信号を用いて、
位相同期ループを組む事により、SN比の良好で、
好出力の位相復調回路を提供するものである。
で、周波数安定性の高い位相偏移信号を用いて、
位相同期ループを組む事により、SN比の良好で、
好出力の位相復調回路を提供するものである。
第４図は、本発明の一実施例の構成図で、図に
おいて４１は搬送周波数信号発生回路、４２は搬
送周波数信号からの位相偏移角が制御電圧のより
制御可能な電圧制御位相偏移回路、４３は搬送周
波数信号に未知変調情報に応じて位相変調を行う
PM変調器である。第４図では位相比較器１、ル
ープフイルタ３１、電圧制御位相偏移回路４２に
より位相フイートバツクループを構成している。
また、電圧制御位相偏移回路４２は搬送周波数信
号の高い周波数安定性をそのままに、位相偏移角
のみを制御するものである。KPは電圧制御位相
偏移回路のゲインに定数で単位はラジアン／Ｖ
で、電圧制御位相偏移回路の出力φ0は次のよう
に表わされる。
おいて４１は搬送周波数信号発生回路、４２は搬
送周波数信号からの位相偏移角が制御電圧のより
制御可能な電圧制御位相偏移回路、４３は搬送周
波数信号に未知変調情報に応じて位相変調を行う
PM変調器である。第４図では位相比較器１、ル
ープフイルタ３１、電圧制御位相偏移回路４２に
より位相フイートバツクループを構成している。
また、電圧制御位相偏移回路４２は搬送周波数信
号の高い周波数安定性をそのままに、位相偏移角
のみを制御するものである。KPは電圧制御位相
偏移回路のゲインに定数で単位はラジアン／Ｖ
で、電圧制御位相偏移回路の出力φ0は次のよう
に表わされる。
φ0＝Acos（2πf（ｔ）＋Ｄ＋π／２＋KpVd（ｔ））
φ0／φi＝Ｈ（ｓ）＝K′F（ｓ）／HK′F（ｓ）、
φe／φi＝Ｇ（ｓ）＝１／HK′F（ｓ）
上記のように構成された位相同期ループのルー
プフイルタ３１の特性の設定をPM変調器４３の
PM信号の変調角周波数に十分高速に応答できる
ものとする。即ち、φeが変調信号Ｖ（ｔ）の周波
数帯域内ではできるだけ０となるようにする場
合、復調出力(a)にはノイズ信号のみが得られ、復
調出力(b)には2πmpV（ｔ）＝KPVd（ｔ）よりVd
（ｔ）＝2πmpV（ｔ）／KPが得られる。つまり、
この出力は検出感度がＶ（ｔ）に比例するもので
あり、dV（ｔ）／dtに比例するものではない。従
つて、Ｖ（ｔ）周波数範囲が広くても、低周波の
感度を損なわない。
プフイルタ３１の特性の設定をPM変調器４３の
PM信号の変調角周波数に十分高速に応答できる
ものとする。即ち、φeが変調信号Ｖ（ｔ）の周波
数帯域内ではできるだけ０となるようにする場
合、復調出力(a)にはノイズ信号のみが得られ、復
調出力(b)には2πmpV（ｔ）＝KPVd（ｔ）よりVd
（ｔ）＝2πmpV（ｔ）／KPが得られる。つまり、
この出力は検出感度がＶ（ｔ）に比例するもので
あり、dV（ｔ）／dtに比例するものではない。従
つて、Ｖ（ｔ）周波数範囲が広くても、低周波の
感度を損なわない。
この発明は、以上説明した通り、周波数安定度
の高い搬送周波数信号からの位相偏移角を制御で
きる電圧制御位相偏移回路を用いて、位相同期ル
ープを組むという簡単な構成でSN比の良好な位
相復調が得られるという効果がある。
の高い搬送周波数信号からの位相偏移角を制御で
きる電圧制御位相偏移回路を用いて、位相同期ル
ープを組むという簡単な構成でSN比の良好な位
相復調が得られるという効果がある。
第１図は従来の位相復調回路の基本構成図、第
２図は従来の位相比較器の入出力特性図、第３図
は従来のPLLによる位相復調回路の基本構成図、
第４図は本発明の一実施例の基本構成図である。 図において、４１は搬送周波数信号発生回路、
１は位相比較器、３１はループフイルタ、４２は
電圧制御位相偏移回路、２はローパスフイルタで
ある。なお、図中同一符号は同一、又は相当部分
を示す。
２図は従来の位相比較器の入出力特性図、第３図
は従来のPLLによる位相復調回路の基本構成図、
第４図は本発明の一実施例の基本構成図である。 図において、４１は搬送周波数信号発生回路、
１は位相比較器、３１はループフイルタ、４２は
電圧制御位相偏移回路、２はローパスフイルタで
ある。なお、図中同一符号は同一、又は相当部分
を示す。
Claims (1)
- １ 搬送周波数発生回路と、この発生回路からの
搬送周波数信号を位相変調した位相変調信号を一
方の入力とする位相比較器と、この位相比較器の
出力と復調出力との間へ挿入されたループフイル
タと、前記搬送周波数発生器からの搬送周波数信
号を入力として位相偏移が前記ループフイルタの
出力からの制御電圧により制御され、かつ出力を
前記位相比較器の他方の入力へ与える電圧制御位
相偏移回路とを備え、上記電圧制御位相偏移回路
の出力が位相変調を受けた信号の位相に追随する
ように構成したことを特徴とする位相復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12291778A JPS5549004A (en) | 1978-10-04 | 1978-10-04 | Phase demodulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12291778A JPS5549004A (en) | 1978-10-04 | 1978-10-04 | Phase demodulation circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5549004A JPS5549004A (en) | 1980-04-08 |
| JPH0356008B2 true JPH0356008B2 (ja) | 1991-08-27 |
Family
ID=14847790
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12291778A Granted JPS5549004A (en) | 1978-10-04 | 1978-10-04 | Phase demodulation circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5549004A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02210915A (ja) * | 1989-02-10 | 1990-08-22 | Nec Corp | 自動位相追従回路 |
-
1978
- 1978-10-04 JP JP12291778A patent/JPS5549004A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5549004A (en) | 1980-04-08 |
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